柴吴尽-CMOS基准电流源

CMOS基准电流源设计 摘要基准源是在电路系统中为其他功能模块提供高精度的电压基准，或由其转化为高精度电流基准，为其他功能模块提供精确、稳定的偏置的电路。它是模拟集成电路和混合集成电路中非常重要的模块。基准源输出的基准信号稳定，与电源电压、温度以及工艺的变化无关。带隙基准源是集成电路中的重要单元，输出不随温度、电源电压变化的基准电压或电流。简朴简介了CMOS带隙基准源的基本工作原理；指出了限制其性能的重要因素；分析了低电源电压、低功耗、高精度和高PSRR四种类型的CMOS带隙基准源。一款是应用于DAC的带隙基准电路。该基准电路的核心采用了PNP晶体管串联来减小运放失调，运放采用的是具有高输入摆幅的折叠式共源共栅构造，偏置电路采用了低压共源共栅电流镜和自偏置低压共源共栅电流镜等构造来为整个基准电路提供偏置。本文基于SMIC 0.35m工艺模型库，采用Hspice仿真工具对该基准电路进行仿真，仿真成果为：温度扫描从-40到100 ,基准源的温度系数为15.7ppm/；电源克制比在1kHz时为75dB, 10kHz时仍有58dB。仿真成果表白，该基准电路完全能在DAC系统中正常工作。核心词CMOS基准电流源；低功耗；温度系数 Research of CMOS Bangap Reference Source AbstractA voltage reference source provides high-precision voltage reference for other functional modules in the circuit system, or high-precision current reference can transformed from it. It is a very important module in the analog integrated circuits and mixed-signal integrated circuits design. The output signal of the voltage reference is stable,and it is independent of supply voltage, temperature and process.Bandgap reference source is an important unit in integrated circuits, which supplied reference voltage or current independent of temperature and supply voltage. The principle of CMOS bandgap reference source was described, and the design challenge was pointed out. Finally, CMOS bandgap reference sources with low supply voltage, low power, high precision and high PSRR were analyzed, respectively.The bandgap reference is used in the DAC. The core of the reference circuit used PNP transistors in series to reduce amplifier offset, and the amplifier used the folded cascode structure to get high input swing, and the bias circuit used the low-voltage cascode current mirror structure and the self-biased low-voltage cascode current mirror structure to bias the entire reference circuit. In the thesis, we simulated the reference circuit by using the Hspice simulation tool based on the SMIC 0.35m process. The simulation results are that the temperature coefficient of the references is 15.7 ppm/ when temperature scaned from -40 to 100 ,and the power supply rejection ratio is 75 dB at 1kHz and there is still 58 dB at 10 kHz. The simulation results showed that the reference circuit can work normally in the DAC system.Keywords CMOS current reference; Low power; Temperature coefficient不要删除行尾的分节符，此行不会被打印目录摘要IAbstractII第1章 绪论11.1 基准的几种重要类型11.2 本文的研究背景和选题意义21.3 重要研究内容31.4 本章小结3第2章 CMOS带隙基准源研究现状42.1 CMOS带隙基准源基本原理42.2 改善的CMOS带隙基准源62.2.1 低电源电压CMOS带隙基准源电路62.2.2 低功耗带隙基准源电路112.2.3 高精度带隙基准源132.3 本章小结16第3章 两种典型CMOS基准电流源对比173.1 一种低电压高精度CMOS基准电流源173.1.1 电路描述183.1.2 仿真成果203.2 一种低温漂低电源电压调节率CMOS基准电流源213.2.1 新型基准电流源理论与方案213.2.2 仿真验证及成果分析263.3 本章小结27第4章 一种应用于DAC中的带隙基准源的设计294.1 DAC模数转换器的原理294.2 带隙基准电路设计指标324.3 带隙基准电路设计324.3.1 带隙基准主体电路设计324.3.2 启动电路设计及基准稳定性考虑334.3.3 运算放大器的设计354.3.4 偏置电路设计374.4 仿真成果394.5 幅员设计414.5.1 设计规则414.5.2 幅员设计需要考虑的因素424.6 本章小结43结论44道谢45参照文献46附录47千万不要删除行尾的分节符，此行不会被打印。在目录上点右键“更新域”，然后“更新整个目录”。打印前，不要忘掉把上面“Abstract”这一行后加一空行第1章 绪论基准电路涉及基准电压源和基准电流源，它在电路中提供电压基准和电流基准。它具有稳定性好，对系统的操作环境（如电源电压、工作温度、输出负载）变化不敏感的特点，可觉得其她电路模块提供较为精确的参照点，因此它是模拟集成电路和数模混合电路的不可缺少的基本单元电路1。基准电压源在电路系统中为其她功能模块提供高精度的电压基准，或由其转化为高精度电流基准。对模拟电路系统而言，基准电压源的性能将直接影响到整个系统的精度和性能，基准的任何偏差和噪声都会严重的影响其他电路的线性和精度。因此，系统的精确度在很大限度上依赖于内部或外部基准的精度，没有一种满足规定的基准电路，就不能对的有效地实现系统预先设定的性能。因此，如何提高基准源的性能和集成度始终是该领域人们研究的热点。1.1 基准的几种重要类型迄今为止，市面上推出的基准电流源根据其技术工艺不同大体可分为四种类型：齐纳基准、掩埋齐纳基准、XFET基准和带隙基准23。齐纳基准在这里指的是表层齐纳基准。齐纳二级管被反向击穿时（齐纳击穿或隧道击穿）两端的电压具有正温度系数，而正向硅二极管具有负温度系数，在一种反向齐纳二级管上串联一只正向二极管可以获得理论上的零温度系数，这就是齐纳基准的工作原理。它的长处是成本低，封装小，工作电压范畴宽。它的缺陷是功耗大，初始精度低，温度系数差，输入电压调节率不好，使用时需根据供电电压和负载电流串接一种电阻为其提供恒定电流，以便保持输出电压稳定。齐纳基准一般用于规定不高的场合，或用作电压钳位器。掩埋型齐纳二极管是一种比常规齐纳二极管更稳定的特殊齐纳二极管，这是由于它采用了将击穿区植入硅表面如下的构造。掩埋齐纳基准则是由掩埋型齐纳二极管构成的基准。它具有很高的初始精度，好的温度系数和长期漂移稳定性，噪声电压低，总体性能优于其他类型的基准，故常用于12位或更高辨别率的系统中。掩埋齐纳基准一般规定至少5V以上的供电电压，并要消耗几百微安的电流，功耗比较大，并且价格比较昂贵。XFET（eXtra implantation junction Field Effect Transistor -XFET）基准是一种新型的电压基准，其核心是运用JFET（Junction Field Effect Transistor）设计的，运用一对具有不同夹断电压JFET，将其差分输出电压放大以产生一种稳定的基准电压。由于两个JFET中的一种JFET在制造时外加了一步离子注入工艺，因此称为外加离子注入结型场效应管（eXtra implantation junction Field Effect Transistor）基准电压源，简称XFET基准电压源。XFET基准静态电流很低，可用于3V电压系统，并且仍能保持良好的性能。它有三项明显的特点：其一是在相似的工作电流条件下，它的峰一峰值噪声电压一般比带隙基准低数倍；其二是XFET基准静态电流很低，但可觉得负载提供的输出电流不是很低，并且输出端不需要加去祸电容；其三是XFET基准具有极好的长期漂移稳定性。XFET基准的性能水平界于带隙和齐纳基准之间，其缺陷是需要特殊工艺来实现，成本较高。带隙基准电压源涉及双极型带隙基准源和CMOS带隙基准源，工艺条件宽。带隙基准电压源的性能较其她基准有了很大的奔腾。带隙基准输出电压受温度和电源电压影响小，并且其精度高。基准的初始精度、温度系数、长期漂移、噪声电压等性能指标从低到高覆盖面较宽，合用于多种不同精度规定的系统中。该类基准既有为一般目的设计的类型，也有静态电流小至几十微安，输入输出电压差较低而合用于电池供电场合的产品，因而应用范畴很宽。综合来看，带隙基准性能良好，价格适中，是性价比最高的基准源。1.2 本文的研究背景和选题意义集成电路中最先发展起来的是双极型工艺，因此双极型（bipolar）工艺制作出来的基准已经达到了很高的性能和精度。MOS工艺在上世纪80年代得到长足的发展，90年代后来CMOS凭借其低功耗、高集成度和设计简便等特性逐渐占领了数字产品市场。由于成本的下降和系统集成度提高的需要，人们更倾向于用原则数字CMOS工艺来生产高性能的模拟器件，因此近年来CMOS带隙基准源的研究始终很活跃。国内外对CMOS工艺带隙基准源做了大量的研究，最新的技术进展重要体目前如下几种方面。1. 低温度系数低温度系数的电压基准源对于高辨别率的DAC和ADC特别重要。对于一阶补偿的带隙基准源，温度系数一般可以做到10-60ppm/。为了进一步减少带隙基准的温度系数必须做高阶补偿。目前浮现的高阶补偿技术涉及运用MOS管亚阈区V-I特性的补偿的带隙基准电路、运用电阻的温度特性的曲率校正措施、指数曲率补偿措施、VBE线性化法、温度分段补偿措施等45678。2. 低电压工作的电压基准源随着深亚微米集成电路技术的不断发展，集成电路的电源电压越来越低。带隙基准电压在1.2V左右，因此一般的带隙基准源的工作电压至少在1.2V以上。采用特殊电路构造的带隙基准源可以工作在1V左右9。采用这些电路构造后重要的工作电压限制一般来自于运放的工作电压，并最后受限于MOS管的阈值电压。3. 高电源纹波克制比随着射频集成电路和数字电路的发展以及带基准源在高频电路应用中的推广，电源克制比成为了基准源在高频及数模混合电路中的一种重要衡量原则11。在数模混合集成电路中，数字电路的噪声也许对模拟电路产生不利的影响。因此，在混合电路中电压基准源应当在较宽的范畴内具有良好的电源电压克制比性能。4. 低功耗低功耗是衡量电路性能好坏的指标之一。作为集成电路的一种基本单元电路，低功耗也始终是基准电压研究发展的一种方向。 CMOS带隙基准电压源不仅可以提供系统规定的基准电压或电流，并且具有功耗很小、高集成度和设计简便等长处，广泛应用于模拟集成电路和混合集成电路中。例如，它在电源切换管理器、低压线性稳压器、数/模转换器、模/数转换器、射频电路、传感器电路和通信电路等电路中都是重要构成部分。 综上所述，选择CMOS带隙基准源作为研究对象具有重要的理论研究意义和实际应用意义。1.3 重要研究内容本文根据大量研究资料，整顿目前CMOS带隙基准源的研究状况，在第二章中重要简介目前CMOS的几种主流电路，分别是：低电源电压CMOS带隙基准电路；低功耗带隙基准源电路；高精度带隙基准源。三种典型的电路。第三章中重要简介两种不同的基准电流源对比她们之间的性能：一种低电压高精度CMOS基准电流源；一种低温漂低电源电压调节率CMOS基准电流源。第四章是基于14位高速高精度数模转换器的研究和大量文献设计了应用于DAC（Digital-to-Analog Converter）中的带隙基准源。该基准的核心电路采用了PNP晶体管串联来减小运放失调，运放采用的是具有高输入摆幅的折叠式共源共栅构造，偏置电路采用了低压共源共栅电流镜和子偏执低压共源共栅电流镜等构造来为整个基准提供偏置。1.4 本章小结本章从简介基准源的类型为出发点，简介了论文的研究背景，最后给出本文研究的重要内容。第2章 CMOS带隙基准源研究现状2.1 CMOS带隙基准源基本原理输出不随温度、电源电压变化的基准源在模拟和混合集成电路中应用非常广泛，例如数据转换电路和稳压电路。在集成电路中，有三种常用的基准源：掩埋齐纳（Zener）基准源、XFET基准源和带隙（Bandgap）基准源。随着片上系统（SOC）的迅速发展，系统规定模拟集成模块可以兼容原则CMOS工艺，在SOC上，数字集成模块的噪声容易通过电源和地耦合到模拟集成模块，这规定模拟集成模块的PSRR非常高。同步，由于移动电子设备的逐渐增多，规定模拟集成电路的电源电压可以降至1V左右，功耗在W量级上。尽管掩埋齐纳基准源和XFET基准源的输出温度稳定性非常好，但是它们的制造流程都不能兼容原则CMOS工艺。并且掩埋齐纳基准源的输出一般不小于5V。相比之下，带隙基准源同步具有如下长处：与原则CMOS工艺完全兼容；可以工作于低电源电压下；温度漂移、噪声和PSRR等性能可以满足大部分系统的规定。正是具有以上长处，带隙基准源得到了广泛的研究与应用。在CMOS带隙基准源中，低电源电压、低功耗、高精度和高PSRR是将来的发展方向。双极晶体管的VEB具有负温度系数（CTAT, complementary to absolute temperature）：VEB=V T ln（ IC/ IS ） （2-1） （2-2）式中， T 为绝对温度， Eg 为硅的带隙能量。工作在不同电流密度下的双极晶体管VEB 的差值VEB 与绝对温度成正比（PTAT，proportional to absolute temperature）： （2-3） （2-4）带隙基准源的基本原理就是将上述两个电压以不同的权重相加，使VEB 的温度系数刚好抵消VEB的温度系数，得到一种与温度无关的基准电压。图2-1 所示电路为一种CMOS带隙基准源电路。其工作原理如下：运算放大器、PMOS管M1和M2构成一种负反馈，使得运放正负输入端电压相等。发射极面积之比为n 的两个三极管Q1 、Q2 的VEB 差值VEB加在电阻R1上。由前面的分析可知：VEB与绝对温度成正比。运放的输入电流为零，因此，电阻R1 、R2A 上的电压和也与绝对温度成正比，可以用来补偿Q1、VEB中随绝对温度线性减小的部分。合理选择R1、R2的值，就可以得到与温度无关的输出电压： （2-5）图2-1 CMOS带隙基准源电路CMOS带隙基准源的精度受到诸多因素的限制：二极管VEB二的温度系数与温度自身有关，而VEB二的温度系数是一种常数，只叠加上述两部分电压进行温度补偿是一阶近似补偿，如果需要更为精确的基准电压，需要进行高阶温度补偿。 运算放大器的输入失调电压不为零。考虑VOS二失调电压，输出基准应修正为： （2-6）由于在CMOS工艺中运放的VOS可以高达20mV ，输入失调电压已成为限制输出基准精度的重要因素。在分析图2-1电路的过程中，假设电阻的温度系数为0，这在实际电路中是不也许实现的。电阻的温度系数同样会影响带隙基准源的输出精度。CMOS带隙基准源电路采用的寄生二极管的一般不不小于10，较大的基极电流是带隙基准源误差的来源之一。在上述因素的影响下，简朴CMOS带隙基准源的精度一般在40pp m/左右10。带隙基准源电源电压的最小值也受到两个限制：输出基准的大小决定了电源电压的最小值：minVDD=Vref+VSDsat3 （2-7）运算放大器的共模输入电压也会限制电源电压：如果运算放大器采用NMOS差分输入，运放输入端的最小共模输入电压为：minVINCM=VTN+VDSsat （2-8）最小的电源电压为：minVDD=VTN+2VDSsat+VR2+VDSsat3 （2-9）同理可得运放采用PMOS差分输入的最小电源电压：minVDD=VEB2+VTP+2VSDsat （2-10）在这两个因素的限制下，带隙基准源电路的电源电压一般在1.6V以上。2.2 改善的CMOS带隙基准源2.2.1 低电源电压CMOS带隙基准源电路（1）输出端接分流电阻的带隙基准源通过合理选择运放的输入级，可以消除运放共模输入电平对电源电压的限制。减少电源电压的难题在于消除输出基准对电源电压的限制。一种解决措施是在输出端接一种分流电阻，这样既可以保证输出基准的温度稳定性，又可以减少输出基准的大小，从而减少电源电压。图2-2 输出端接分流电阻的带隙基准源在负反馈的作用下，A 、B两点的电压相等，流过R1的电流为PTAT电流： （2-11）由基尔霍夫定律可得： （2-12） （2-13） （2-14）（2）电流模构造带隙基准源Hironori Banba等人提出一种新的电路构造，在运算放大器的两输入端加入阻值相等的分流电阻。输出基准电压由两个电流的和电流通过电阻获得。这种电路构造的输出基准大小可以任意调节，但是运放的输入共模电平仍然会限制电源电压。图2-3 电流模构造带隙基准源在负反馈的作用下，A 、B两点的电压相等，流过R1的电流为PTAT电流： （2-15）流过电阻R2电流与VBE成正比： （2-16）输出基准电压： （2-17）调节电阻R1、 R2的大小，使Vref的温度系数为零，调节电阻R3的大小来调节输出基准电压的大小。上述电流模构造带隙基准源通过简朴的变换可以得到一种新的电路构造。两者的工作原理基本相似。 （2-18）图2-4 另一种电流模构造带隙基准源由于电阻R2A 、R2B之间的分压作用，运放的输入共模电平进一步减少。如果运放采用PMOS输入，可以进一步减少电源电压： （2-19）进一步减少电源电压的代价是电阻R2A、R2B之间的分压作用同步会将运算放大器的输入失调电压进行放大，减少输出基准的精度。如图所M 、N两点之间的电压差为VOS 、A 、B两点之间的电压差为 VOS（R2A+R2B）/R2B 。（3）采用跨阻放大器的低电压带隙基准源Yueming Jiang和Edward K. F. Lee提出用跨阻放大器替代运算放大器。跨阻放大器为电流输入，没有共模输入电平的限制。图2-5 采用跨导放大器的带隙基准源如图2-5所示，在负反馈的作用下，A 、B两点的电压相等，流过电阻R1的电流I1为PTAT电流： （2-20）假设跨导放大器输入端的电压为Vb，那么流过电阻R2的电流为： （2-21）通过相似的偏置电路，可以使C点的电压等于跨导放大器输入端的电压Vb，因此有： （2-22）由于电流镜的作用，有： （2-23）即： （2-24）因此，输出基准电压： （2-25）图2-6 跨导放大器的输入端电路同步应用了电流模技术，因此电源电压可以低到1.2V。除了以上的低电源电压技术，体驱动MOS管、亚阈值电流技术、动态阈值电压MOS管（DTMOS）同样可以减小电源电压。为了进一步减小电源电压，正向偏置基极（FBB）被用于减小PMOS管的阈值电压11-14。2.2.2 低功耗带隙基准源电路（1）工作在阈值区的带隙基准源与双极晶体管相似，工作在亚阈值区MOS管的电压电流指数关系： （2-26）因此，可以运用工作在亚阈值区的MOS管实现带隙基准源。具体电路图如图2-7所示。偏置电路由两部分构成：M1M4构成cascode电流镜和M5、M6构成反馈电路。偏置电路在M6的源极上产生一种CTAT电压，这个电压加在M7栅极上，得到一种CTAT的小信号电流。而M8的小信号电流为PTAT的，选择合适的宽长比，可以使PTAT电流和CTAT电流的温度系数互相抵消，在M7的漏极上得到与温度无关的基准电压。由于电路中所有的MOS均处在亚阈值区，电路的电源电压可以低至0.5V，小号的电流在nA量级上。图2-7 工作在亚阈值区的带隙基准源（2）开关电容型带隙基准源老式带隙基准源电路中，二极管发射极面积比拟定了VEB。这种状况下，电阻值和功耗之间存在折中关系，不也许在芯片而积和功耗上同步达到较优值。开关电容技术由于其匹配精度高、静态功耗小的长处在模拟集成电路中应用非常广泛。图2-8是一种开关电容型带隙基准源，它可以同步在而积和功耗上达到一种较好的水平，并且电路中只有一种二极管，消除了三极管之间的匹配问题，减小了芯片而积。它的工作状态提成三个周期：第一种周期S1断开，S2闭合；C2两端电压为0。C1两端电压、运算放大器的输出端电压等于运放正输入端的电压： （2-27）第二个周期S1、S2都断开：所有电压保持不变；第三个周期S1闭合，S2断开；运算放大器的正输入端的电压变为： （2-28）运放C1、C2构成的反馈放大器对运放正负输入端之间的电压差进行放大，加在本来的电压上，因此第三个周期运放输出端电压： （2-29）S3、C3将第三个周期内运放输出端的电压采样保持作为基准源的输出。图2-8 开关电容型带隙基准源2.2.3 高精度带隙基准源（1）基于不同类型电阻的带隙基准源三极管的VEB可以表达为： （2-30）由于式中有TlnT一项，运用泰勒展开，（2-30）式可以表达为： （2-31）前而所描述的温度补偿是一阶温度补偿，就是用PTAT电压将a1T项抵消。如果需要更为稳定的基准，需要进行高阶温度补偿，也就是想a2T2等项抵消。图2-9 基于不同类型电阻的带隙基准源运用不同温度系数电阻，可以实现二阶温度补偿，如图2-9所示。电阻R1、R2A、R3是多晶硅电阻，其温度系数大概为-1.0510-3，R2B为有源区电阻，其温度系数大概为1.6510-3。PTAT电流由R1产生。 （2-32）R2、R3产生电压补偿Q2的基极-发射极电压： （2-33）由于电阻R1、R2的类型相似，她们的比值与温度无关，VTln（N）R2/R1做一阶补偿。电阻R1、R3的类型不同，她们的比值与温度有关，VTln（N）R3/R1做二阶补偿。（2）VEB线性化带隙基准源图2-10 Vbe线性化带隙基准源由于VEB中有TInT项，运用不同类型电阻进行的二阶温度补归还是一种近似补偿，最佳的补偿是用有TInT项的电压补偿VEB。图2-10所示电路可以实现这种功能。Q2由PTAT电流偏置，Q3由与温度无关的电流偏置。它们的基极-发射极电压分别为： （2-34） （2-35）两个电压的差加在电阻R4上，产生一种非线性电流，这个电流可以补偿高阶项： （2-36）输出基准电压为： （2-37）（3）双相时钟带隙基准源在CMOS工艺下，运放的输入失调电压高达20mV。除了设计运放时采用某些措施减小失调，还可以运用双相时钟控制带隙基准源的运算放大器在相反的方向交替工作，将两相的输出基准在时域平均来消除失调对输出基准精度的影响。时钟A有效时的输出： （2-38）时钟B有效时的输出： （2-39）最后的输出是时钟A、B有效时输出的平均值： （2-40）图2-11 双相时钟带隙基准源为了提高CMOS带隙基准源的精度，除了选择上述几种电路构造外，尚有某些不常用的技术：设计专门的工艺误差补偿电路、校准电路，减小电阻的比值、增大双极晶体管的而积比值，分段温度补偿和补偿双极晶体管的基极电流。此外，在幅员设计中，采用低温度系数的电阻和采用交叉共重心的布局措施提高对称性，是实现高精度的核心。2.3 本章小结CMOS带隙基准源由于其各方而的综合优势，在集成电路中应用非常广泛，为系统提供不随温度、电源电压变化的基准电压或电流。它在不同的应用环境需要满足低电源电压、高精度、低功耗不同规定。因此，研究不同性能的CMOS带隙基准源是非常故意义的。本章概述了CMOS带隙基准源的设计，指出了限制CMOS带隙基准源性能的重要因素，分析比较了不同构造的CMOS带隙基准源。第3章 两种典型CMOS基准电流源对比3.1 一种低电压高精度CMOS基准电流源图3-1 基准电流源的构造这个电流源的构造重要由两部分构成，如图3-1所示。第一部分是具有正温度系数的BGR电路，输出电压为Vr；第二部分是偏置CMOS乘法器，NMOS晶体管（M1）替代了乘法器中老式的电阻器。M1的漏-源电压由Vr和运算放大器OP构成的负反馈环控制，Vr电压不不小于M1的漏电流可如下表达： （3-1）式中：1=nCoxW1/L1；n是电路逆温层变化系数；Cox是栅极单元面积的氧化物电容；Vt是门电压；W1和L1分别是M1的宽度和长度。另一方面，连接M2的二极管出于饱和状态，其电流为： （3-2）注意，由于Vds1=Vr，Vg1=Vg2，L1=L2，从式（3-1）和（3-2）可推导出公式： （3-3）式中：K=W1/W2，而Iout是输出电流。对于K=2有： （3-4）由于Vr是独立设计电压，n相对变化影响不大，这样在（3-4）式中，通过1影响输出电流的重要设计参数尽尽是氧化层的厚度。为了事Iout近似有零温度系数，（3-4）式必须有： （3-5）使用n=0（T/T0）-3/2，（3-5）是通过变换设计后，Vr可获得相应温度的变化量为： （3-6）这里T0=300K。因此，按照（3-5）式，BGR规定的温度系数必须达到约为2.510-3/K。在本文研究的电路设计中，Vr是不不小于M1的饱和电压，因此，它出于三极管范畴。BGR电路的电阻取决于（3-6）式的条件。3.1.1 电路描述（1）带隙电压基准源图3-2 具有正温度系数的带隙电压基准源电路自适应带隙电压基准源电路如图3-2所示。其中，运放为低失调、高增益的折叠共源共栅运放；晶体管M1M4为运算放大器和CMOS乘法器分别提供了偏置电压Vg和电压Vcp；运算放大器（OP），晶体管M5M8和电阻R1R4（电阻相等）构成反馈环以迫使电压Ve1=Ve0。因此，得到一种结论，通过串联电阻R3和R4的电流和发射极-基极的电压成比例，而通过R5的电流和两个发射极-基极电压之差成比例。此电流的第一种成分有负的温度系数，而电流的第二个成分有正的温度系数。M5和M6（M7和M8）的漏电流是这些成分之和。应用Ve（Ve1）-Ve2=VthlnN，总的电流为： （3-7）式中：Vth=KT/q是热当量电压；N是Q1与Q2发射极面积的比率。Ip是M9M10镜像源电流，并通过R6建立基准电压Vr。为了得到（3-6）式，假设M7M8和M9M10有相似的构造，那么随温度变化的Iout可由下式获得： （3-8）式中：Rb=R1+R2。在（3-8）式中的通用项（1/R）（R/T）是电阻的温度变化比率，由设计过程决定。图3-2中，如果Ip太低，R1R4应当选择大电阻以避免Q1和Q2发射极-基极电压过载。因此，R1R4应选择合理的大小来综合考虑面积和功耗问题。 (2)准CMOS乘法器本电路的示意图如图3-3所示。该电路运营类似于老式的恒定跨导电路，这里源极电阻器由NMOS晶体管取代。如上所述，M1和M2合适的尺寸大小可使电流In独立于MOS管的启动电压。对于M5和M7（M4和M6）使用长通道的折叠共源共栅（Cascode）运放装置，实现了一种高兼容电流源。其用于BGR和原则CMOS乘法器电路中的运算放大器描述见文献。其构造适合于低电位输入电压，它也用于乘法器OP1中。该电路的第一级由PMOS输入折叠共源共栅运算放大器构成，第二级是输出的共源共栅运算放大器。共源共栅运算放大器和Miller相比改善了电路宽带。BGR电路由两个稳定的工作点：所规定的工作点和零条件无用的工作点。图3-2中如果电路进入无用工作点，电压Ve和V1将为0，Vbp达到Vdd5。其中Msn的栅极、源极和漏极分别连接到电压Ve、Ve1和Vbp。成果是，由于启动电压Ve不小于Ve1、Msp打开，Vbp拉低，引起M6和M8打开。当BGR电路正常工作时，OP使Ve与Ve1相等。因此，稳定状态时，Msp关闭。PMOS晶体管Msp通过对图3-3中M1（M2）的栅极注入电流协助启动准乘法器的电路，并迫使Vp和Vm相等。图3-3 准CMOS乘法器电路3.1.2 仿真成果本基准电流源仿真测试是在一种0.25mCMOS设计单元Bsim3v3模型上进行的，设计时用了TT（典型模型），SS（慢-慢），FF（快-快），FS（快-慢）和SF（慢-快）5个不同的设计晶体管导通角度，以进行精确的仿真来得到设计变化的影响。在所有设计的导通角度中，电阻R1到R6考虑了30%的容差。表3-1总结了电压Vdd=1.5V，温度从-20到+100变化时，对于原则和电阻30%的容差状况下所有设计管导通角的成果。表3-1 在导通角状况下，基准源与温度关系的仿真成果导通角度R/R=-30%RnamR/R=+30%I0/AImax/nAI0/AImax/nAI0/AImax/nASS9.5775.299.5177.229.4777.67TT10.0776.3210.0071.459.9769.89FF10.6195.7610.5489.7710.5187.43FS10.0290.869.9685.349.9383.07SF10.0979.8410.0379.859.9977.97表3-1中，I0是在T0=+40时的输出电流；对于每个设计的导通角，Imax是在温度变化范畴内输出电流的最大变化值。由表3-1所见，对于电阻30%的变化，I0的最大变化为0.7%；对于温度从-20到100变化，最坏状况下，I0的最大变化约为0.9%（FF，R/R=-30%）。如上所述，这种变化与设计的导通角氧化层厚度变化有关。在使用的0.25mCMOS设计中，从TT到SS或FF，氧化层厚度变化是5.6%。表3-2描述了再所有设计的导通角中，R1到R6具有正常值，对于不同温度（-20，+40，+100），且电源电压1.4V到3V变化时，DC仿真的成果。IV0是Vdd=1.5V时的输出电流；IVmax是对于每个设计的导通角在电源电压变化时输出电流的最大变化值。在最坏状况下（SS，T=-20），且电源电压1.4V到3V范畴内，电流变化的最大值不不小于0.39%。这种低电源电压与输出电流的关系是由于电路中使用了长通道折叠共源共栅运放的因素所致。表3-2 在导通角状况下，基准电流源与电源电压关系的仿真成果导通角度T=-20T=+40T=+100IV0/AIVmax/nAIV0/AIVmax/nAIV0/AIVmax/nASS9.5537.289.5216.179.5814.36TT10.0739.0910.0016.5310.0723.05FF10.6334.1010.5428.3010.6150.53FS10.0534.149.9618.9110.0233.43SF10.0936.9310.0519.4910.0133.38表3-3 是用于本电路的两类运算放大器的描述清单。这些运算放大器尽量设计低电源模式以减少本电路的功耗。表3-3 基准电流源电路设计的运算放大器描述清单参数nMOSpMOSDC增益/dB9697.4单位增益带宽/MHz20.727.9相位裕度11375功耗/W73.590电压/V1.51.53.2 一种低温漂低电源电压调节率CMOS基准电流源3.2.1 新型基准电流源理论与方案（1）产生负温系数基准电压和负温系数电流的新措施在SMIC工艺模型下，带隙基准电路产生的基准电压随温度的变化如图4-1中曲线a所示，其中，Tmin为基准电路最低工作温度点，Tmax是基准电路最高工作温度点，T1为基准电压零温漂点。图3-4 负温系数基准电压和负温系数电流产生通过对零温漂点进行恰当设立，可获得不同温度系数的基准电压。在一般带隙基准电压产生电路中，基准电压温度系数在室温下为零，零温漂点一般被设立在室温处。为了获得负温度系数基准电压，将零温漂点T1设立在最高工作温度点Tmax以上，如图3-4中曲线a的实线部分所示。在工作温度范畴内，基准电压随温度的升高而减少，因此，温度系数为负温系数。此时，不仅可以得到负温度系数基准电压，并且由于该基准电压通过一次温度补偿，在工作温度范畴内变化较小。图3-4中，电压电流转换单元将前面产生的负温度系数金准电压Vref转换为电流I2，如图3-4中曲线b实线部分所示。OP2处在深度负反馈，Vref=VJ，因此VJ也是负温度系数电压。而I2=VJ/R3，忽视电阻温度特性影响，则电流I2和基准电压有相似负温度系数特性。（2）基准电流源低温漂特性获取方案提出的新型基准电流源拓扑如图3-5所示。基准电流源低温漂特性将由正温度系数电流和负温度系数电流通过一阶温度补偿后获得，其中，正温度系数电流是由带隙基准单元产生的PTAT电流，负温度系数电流则基于3. 2.1节的措施产生。图3-5 新型基准电流源设计的带隙基准电压源见图3-5的第二部分。其中，Q1 、Q2发射结面积均为Q3、 Q4和Q5发射结面积的n倍。根据带隙基准电路工作原理，有 （3-9） （3-10）式中，I1是带隙基准电路产生的PTAT电流，随温度增大而线性增大，V ref是带隙基准电路产生的基准电压。本章的基准电流电路应用温度范畴为-4085。为了获取负温系数基准电流，根据4.1.1节分析，零温漂点设在最高工作温度点T=85，即： （3-11）将（3-10）式代入（3-11）式，可得（R2/R1）ln N=9.29。负温系数基准电压通过电压-电流转换，可得负温系数电流I2。将I2与正温系数PTAT电流I1经电流求和单元相加，得到基准电流Iref： （3-12）（3-12）式中，I3、I4分别是I1、I2的镜像电流，k1为M10与M7宽度之比，k2为M11与M8宽度之比。图3-6正温系数电流和负温系数电流补偿原理I1和I2补偿过程如图3-6所示。I1和I2只进行一阶温度补偿，因此按一级近似，可用一条直线AB线性解决负温系数电流I2。作一条与AB平行的直线CD，与I2的曲线相切于E点。经补偿后，该点的斜率为零，因此，E点相应的温度T2为基准电流零温漂点。设，则 （3-13）由（3-13）式可知，当k1/k2=-m2/m1时，基准电流源在T2处温度系数为0。（3）电源电压调节率优化方式与实现为了减少电源电压调节率，运用PMOSFET源栅电压VSG。与阈值电压Vthp的电源电压变化率相消。在图3-5电流求和电路中，M12和M13工作在深线性区，栅端接地，源端和衬底短接，以避免衬偏效应。其工作原理如下，流过M14的电流等于Iref，而Iref电源电压调节率由VSG14和Vthp14的电源电压变化率决定，为使3.3V处电源电压调节率为零，M14的VSG14和V thp14在该处电源电压变化率必须互相抵消。设M14的源端为P点，对于M14，有： （3-14）令，则 （3-15）因 （3-16）且则对（3-16）式求导可得Vthp14电源电压变化率 （3-17）其中 （3-18） （3-19）将（3-15）式与（3-17）代入（3-14）式中，有 （3-20）由（3-20）式知，电源电压调节率为零的条件是 （3-21）将（3-18）式与（3-19）式代入（3-20）式，得 （3-22）式中，（W/L）012,13表达电源电压为3.3V，基准电流源电源电压调节率为零时，M12和M13的宽长比。（3-19）式与（3-18）式表白，当（W/L） 12, 13增大时，a增大；且（3-17）式指出，Vthp电源电压变化率随着a的增大而增大，但VSG电源电压变化率保持不变，因此，当（W/L）12,13（W/L）012,13时，Vthp14电源电压变化率不小于V SG14、电源电压变化率，继而由（3-14）式得出，此时基准电流源的电源电压调节率不不小于零；同理，当（W/L）12,13 30.8m时，曲线斜率不不小于零，即电源电压调节率不不小于零；当W12,13 30.8m时，曲线斜率不小于零，即电源电压调节率不小于零；当W12,13 =30.8m时，曲线斜率近似等于零，即电源电压调节率近似等于零。当W12,13 =30.8m时基准电流随电源电压变化的曲线。当电压为3.32V时，曲线斜率为零，即电源电压调节率为零，电流为236.08A；电压从3V变化到3.6V时，电流变化了1.5A，基准电流的电源电压调节率为10.6 ppm/V。3.3 本章小结低电压高精度的CMOS基准电流源电路，为ADC和DAC电路设计提供了稳定的偏置。该电路使用了1.43V的低电压电源，远低于最新基准电压源电路规定的35V电压；整个电路的功耗在电源电压是1.5V时仅为311W，且这种电路的增益裕度比基准电压源电路提高了1.1dB。本电路的输出电流仅与氧化层厚度有关，而对于环境温度和电源电压变化较大的场合，本电路电流仍然稳定。低温低电源电压调节率CMOS基准电流源，通过开发对带隙单元温度补偿点设立来产生负温系数基准电压，进而获得负温系数电流的新措施，和采用使栅源电压VSG与阈值电压Vthp的电源电压变化率相消，以减少电源电压调节率的新措施，获得了一种新的基准电流源设计方案。模拟验证表白，该电流基准源的温度系数和电源电压调节率分别为6.9ppm/和10.6ppm/V，低于同类基准电流源的相应指标。该新方案己应用于10位100 MSPS A/D转换器的开发设计，并可望应用于对温度特性和电源电压调节率有严格规定的模拟/混合系统研究中。第4章 一种应用于DAC中的带隙基准源的设计4.1 DAC模数转换器的原理DAC是数模转换器的简称，它是将数字信号转换为相应的模拟信号的装置，是数字世界和模拟世界的桥梁，是电子的数字领域和现实的模拟世界相连接的核心。随着通信、多媒体技术和图像解决技术的迅速发展，数模转换器被广泛应用于信号采集和解决、数字通信、自动控制和多媒体技术等领域，特别是对于国防建设具有不可估计的作用。DAC的基本构成如图4-1所示，它由二进制数码元开关、基准电压源、加权网络和输出放大器构成。当DAC的输入是N位的并行二进制码时，加权网络结合二进制数码元开关对基准电压作用，二进制输入信号被转换成等价的电压信号，再通过输出放大器将此信号变为被取样时数值不受影响的电压信号。图4-1 DAC的构造框图输出电压VOUT可以表达为： （4-1）其中，K为比例因子，VREF为模拟参照电压，D为输入数字信号： （4-2）bn的值由数字相应位的逻辑电平来决定为0或者1。式（4-1）又可写成： （4-3）从式（4-3）中我们也可以看出，基准电压VREF对DAC的影响也是很大的，它直接影响了DAC输出电压VOUT的精度。DAC的参数基本上可以分为静态特性参数和动态特性参数两种。静态特性参数涉及：辨别率（也叫位数）、积分非线性误差INL（Integral non-linearity）、微分非线性误差DNL（Differential non-linearity）、偏差（Offset）、增益误差（Gain error）等。动态特性参数涉及:建立时间（Settling Time）、信噪比（SNR），无杂散动态范畴（SFDR）、有效位数等。下面对在设计与实际应用中常用到的DAC参数做简要简介。辨别率：定义为不同的输入码字相相应的截然不同的输出模拟值数量。N位的辨别率意味着转换器能解决2N个截然不同的输出模拟输出。因此辨别率一般指输入码字输入或输出位的数目。微分非线性误差：定义为任何两个相邻的输入码相应的输出模拟量之间的差值。积分非线性误差：定义为任何一种输入码的实际输出模拟量与抱负DAC的输出之间的差值。偏差（Offset）：定义为DAC输入为零时DAC的输出。增益误差：定义为DAC的实际输出传播函数斜率与抱负传播函数斜率之间的误差。建立时间：定义为DAC的输入有一种阶跃变化后，相应模拟输出达到稳态所需要的时间。信噪比（SNR）：定义为DAC输出端测得的信号与噪声比。无杂散动态范畴（SFDR）：定义为在信号频带内基波电压幅值与幅值最大的谐波电压或者峰值的比。有效位数：用来衡量影响DAC精度的参数，与SNR、SINAD（Singal to Noise And Distortion）和SFDR有关。目前高速、低失真、较高辨别率DAC常用的一种措施是采用分段式电流舵构造。分段式电流舵DAC结合单位电流源型