数字控制双向半桥DC-DC变换器的设计

目录0 引言11 概述21.1 研究内容21.2 双向DC-DC变换器的原理21.3 双向DC-DC变换器的应用31.3.1 不停电电源系统31.3.2 新能源发电系统41.3.3 电动汽车、各种重型车辆的车载电源系统51.3.4 蓄电池能量储备系统71.4 双向DC-DC变换器软开关技术现状71.5 本论文的目的和主要工作112 双向半桥DC-DC变换器的工作原理142.1 引言142.2 双向DC-DC变换器的工作原理143参数设计243.1 变压器漏感的设计243.2 输入电感的设计263.3 开关管应力263.4 隔直电容的选取263.5 半桥臂开关管并联电容的选取274 双向半桥DC-DC变换器的仿真分析284.1 引言284.2 MATLAB简介284.3 闭环控制284.4 仿真分析305 双向半桥实现研究355.1 DSP芯片介绍355.1.1 DSP芯片的发展355.1.2 TMS320LF2407A 芯片的介绍365.2控制电路原理375.3电源电路395.4采样电路405.5通讯电路425.6保护电路425.7 DC/DC变换器的驱动电路436 控制系统软件设计456.1 主程序设计456.2 中断服务程序设计466.3 基于DSP的直接移相脉冲生成方法477 技术经济性分析498 总结50致谢51参考文献52附录A54附录B64*大学毕业设计（论文）0 引言 电力电子技术是研究电能变换原理与变换装置的综合性学科，是电力行业中广泛运用的电子技术。从上世纪60年代开始，电力电子技术作为一门新兴的学科得到迅速地发展，它是以研究和应用半导体器件来实现电力变换和控制的技术，是一门由电工、电力半导体器件以及控制技术相互交叉而出现的新兴学科。电力电子技术研究的内容非常广泛，包括电力半导体器件、磁性元件、电力电子电路、集成控制电路以及由上述元件、电路组成的电力变换装置，其中电力变换技术是开关电源的基础和核心。由于生产技术的不断发展，电力电子技术也随之迅速发展，使得双向DC-DC变换器的应用日益广泛。尤其是软开关技术的出现，使双向DC-DC变换器不断朝着高效化、小型化、高频化和高性能化的方向发展，开关技术的应用可以降低双向DC-DC变换器的开关损耗，提高变换器的工作效率，为变换器的高频化提供可能性，从而减小变换器的体积，提高变换器的动态性能。双向DC-DC变换器在直流不停电电源系统、航空电源系统、电动汽车等车载电源系统、直流功率放大器以及蓄电池储能等场合都得到了广泛的应用。1 概述1.1 研究内容随着科技和生产的发展，双向DC-DC变换器的需求逐渐增多。人们对它的研究越来越感兴趣。本章简单介绍了双向DC-DC变换器的原理和用途。针对双向DC-DC变换器的研究现状，阐明了开展双向DC-DC变换器研究的目的和意义。1.2 双向DC-DC变换器的原理双向DC-DC变换器可广泛的应用于直流不停电电源系统、航天电源系统、混合电动汽车中的辅助动力供应系统、直流电机驱动系统及其它应用场合1-3。在这些需要能量双向流动的场合，两侧都是直流电压源或直流有源负载，它们的电压极性保持不变,希望能量双向流动，也就是电流的双向流动。这就需要双向DC-DC变换器。其结构如图 1-1（a）所示，在两个直流电压源之间有一个双向DC-DC变换器，用于控制其间的能量传输4。I1和I2分别是V1和V2的平均输入电流。双向DC-DC变换器可以根据实际需要来控制能量的流动方向，即可以使能量从V1传输到V2 (此时I1为负，而I2为正），也可以使能量从V2传输到V1（此时I1为正，而I2为负）。用通常的单向 DC-DC 变换器也可以实现能量的双向流动，但是这时就需要将两个单向DC-DC变换器反并联，因为通常的单向DC-DC变换器中主功率传输通路上一般都有二极管这个环节，因此能量经由变换器流动的方向只能是单向的。其结构图如图 1-1（b）所示，单向DC-DC变换器被用来控制处理从V1到V2的能量流动，当需要能量反向流动时就使用单向DC-DC变换器。与采用两个单向 DC-DC变换器反并联来达到能量双向传输的方案相比，双向DC-DC变换器应用同一个变换器来控制能量的双向传输，使用的总体器件数目少，且可以更加快速地进行两个方向功率变换的切换。再者，在低压大电流场合，一般双向DC-DC变换器更有可能在现成的电路上使用同步整流器工作方式，有利于降低通态损耗。总之，双向DC-DC变换器具有效率高、体积小、动态性能好和成本低等优势。(a) 双向DC-DC变换器结构 （b）双单向变换器结构图1-1 双向DC-DC变换功能框图Fig1-1 Block diagram of bi-directional DC-DC converter1.3 双向DC-DC变换器的应用1.3.1 不停电电源系统直流不停电系统有两种系统结构。一种系统结构如图1-2所示，直流总线上直接并蓄电池组。当外部交流输入电源掉线时，负载由蓄电池来提供能量。正常供电时，交流输入对蓄电池浮充。由于蓄电池的电压变化范围很大，造成直流总线的电压也有较大的变化，很多直流负载对输入电压的稳定度有一定的要求，所以需在直流负载与直流总线之间加入DC-DC变换器，以保持直流总线电压的稳定。因此，正常供电时，交流电能要经过AC-DC和DC-DC二级变换，这样降低了效率。图1-2 含双向DC-DC直流变换器的直流不停电系统Fig1-2 DC UPS including the single DC-DC converter另一种系统结构如图 1-3 所示，蓄电池组经过双向DC-DC变换器并到直流总线上56。正常供电时，交流输入电源除了对负载供电外，还通过双向DC-DC变换器对蓄电池充电。当外部交流输入电源掉电，双向DC-DC变换器工作在反向方式，使蓄电池放电。这种系统结构的好处：1)这种结构把电池充电的工作分离出来，正常供电时，经过一级 AC-DC变换，向负载供电，提高了变换效率；2)运用双向DC-DC变换器单独控制蓄电池的充放电，更容易优化充放电过程，可以延长蓄电池的寿命。图1-3 含双向DC-DC直流变换器的直流不停电系统Fig1-3 DC UPS including the bi-directional DC-DC converter同样道理，双向DC-DC变换器还可成为某些AC-UPS（交流不停电电源系统，也就是通常所说的UPS）中的中间直流总线与蓄电池之间的变换环节，图1-4是在线式交流不停电电源系统的系统结构。蓄电池组也是经过双向DC-DC变换器并到直流总线上。图1-4 双向DC-DC直流变换器结构的交流不停电系统（在线式）Fig1-4 AC UPS including bi-directional DC-DC converter(on line)1.3.2 新能源发电系统卫星及空间站等航天系统的能源主要由太阳能电池阵列和蓄电池组成，航天系统对电源的体积和重量有严格的要求（如图1-5），高功率密度的双向DC-DC变换器成为电源系统关键性部件78。为了发挥光伏电池的效能，太阳能电池列阵工作在最大功率跟踪点。当日光充足时，太阳能阵列除保证负载的正常供电外，将多余能量通过双向DC-DC变换器存储到蓄电池中；当日光不足时，太阳能阵列不足以提供负载所需的电能，双向DC-DC变换器工作在反向模式，由蓄电池向负载提供电能。双向DC-DC变换器充当蓄电池的充电器和放电器，它设计的好坏直接影响到航天器上蓄电池的利用效率和寿命长短。另外适合于偏远地区应用的太阳能照明装置中，双向DC-DC变换器可以减少变换器的个数，从而提高整个系统的效率9。图1-5 航天直流电源系统Fig1-5 DC power for the space station1.3.3 电动汽车、各种重型车辆的车载电源系统电动汽车、各种重型车辆的车载电源系统中，双向DC-DC变换器的应用越来越广泛。本论文即是要研究应用在该领域的一种双向DC-DC变换器。在电动汽车中，电动机是典型的有源负载，从其输入端来看既能输出能量也可吸入能量。双向DC-DC变换器的一大应用场合便是电机驱动系统，特别是应用蓄电池为能源的电机驱动系统39-13。由于电动汽车的电机运转速度极宽，频繁加减速，而且蓄电池的电压变化范围很大，相对于一般的驱动方法，使用双向DC-DC变换器可以明显提高电机的驱动性能;一方面，双向DC-DC变换器可以将制动刹车时的动能转化而来的电能回馈给蓄电池，这样，不但可以节省能源，提高效率，优化电机控制性能，同时还可以避免在使用单向DC-DC变换器时出现的变换器输出端出现浪涌电压等不利情况。在坦克、装甲车等重型车辆中，仍采用柴油或汽油发动机驱动，发动机带动发电机发电，作为车中其他设备的供电电源，但发动机的启动需要电源。通常的办法是，发动机启动时由蓄电池(12V或24V)经双向DC-DC变换器升压至300V给电机供电，让电机工作在电动状态带动发动机启动，发动机启动完毕，电机即由电动状态转变为发电状态，为车中其他设备提供电源，同时经双向DC-DC变换器给蓄电池充电。对直流电机来说，可采用图1-6所示的双向DC-DC变换器直接驱动。对于交流电机、同步电机、永磁无刷电机等电机则采用间接驱动的方法，双向DC-DC变换器可以调节逆变器的输入电压，并使得回馈制动控制容易。近年来，一些低输入感抗的电机应用越来越多，主要得益于它的功率密度高、转动惯量低、转动平滑以及成本低等优点。但对于通常的固定电压驱动的方式来讲，低感抗必然意味着会出现大的电流纹波，同时造成大的铁耗和开关损耗，这时使用双向DC-DC变换器就可以解决这个问题。图1-6 双向DC-DC变换器直接驱动直流电机Fig1-6 Bi-directional DC-DC converterdriving DC motor directly燃料电池和混合能源电动汽车也需要双向DC-DC变换器，如图1-7所示，燃料电池系统中一般含有一个压缩电机消耗单元，正常运转情况下，该压缩机可由燃料电池输出电压供电，但在电动汽车启动时，燃料电池电压尚未建立起来，需要辅助电源来供电。这个辅助电源有两个功用：1)在燃料电池发电前通过双向DC-DC变换器升压，提供高电压总线的能量；2)当汽车制动时，逆变器和双向DC-DC变换器再将再生制动的能量存储到蓄电池中。双向DC-DC变换器在电动汽车和车载、舰载系统中的应用还包括为弥补蓄电池瞬时输出功率有限的缺陷，通过加入超容电容和双向DC-DC变换器达到增加瞬时功率，从而提高系统的加减速性能1415。图1-7 燃料电池电动汽车电力驱动系统Fig1-7 Power driving system of fuel cell vehicles1.3.4 蓄电池能量储备系统双向DC-DC变换器还应用于蓄电池能量储备系统16，以达到电网调峰、高效用电以及提高电网质量的目的，同时也可加入有源滤波功能。另外，双向DC-DC变换器也可应用于地面的大功率直流储能系统中。1.4 双向DC-DC变换器软开关技术现状硬开关双向DC-DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这往往与有源开关器件(如MOSFET)的体内寄生二极管有关，因它关断过程中的反向恢复电流而产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。一种解决办法就是采用额外串并快速二极管的方法，这样在一定程度上减小了反向恢复电流，但不足之处是除了增加半导体器件外，还会增加变换器的通态损耗，对非高压应用场合中提高效率并没有贡献。由于双向DC-DC变换器的应用场合的特殊性，一般需要其体积尽可能减小，重量尽可能减轻。为提高其功率密度和动态性能，双向DC-DC变换器正向高频化方向发展，而高频化必需要解决好开关损耗问题。近年来，国内外在双向DC-DC变换器方面的研究重点也主要集中在这个方面：高频化的同时如何使用软开关技术降低其开关损耗，从而提高变换器的效率。软开关技术给DC-DC变换器的性能带来了很大的改进，它降低了开关器件的电压电流应力，软化了器件的开关过程，减小了开关损耗，提高了变换器的工作效率。软开关技术为变换器的高频化提供了可能性，从而大大缩小了变换器的体积和重量，功率密度和动态性能得到了提高，另外，也有助于减小变换器对其它电子设备的电磁干扰。多年来，单向直流变换器软开关技术取得了长足发展，但不能简单地把它们套用到双向DC-DC变换器中，因为当能量传输方向改变之后，软开关的谐振时序通常会改变，这样不但实现不了变换器的软开关工作，甚至可能增加开关应力和损耗。因此在某些应用场合实现双向的软开关较为困难，所以，在某些应用场合，变换器在功率传输大的方向上使用软开关工作模式，而在功率传输小的方向上仍以硬开关工作模式为主。近年来，己有不少软开关双向DC-DC变换器电路拓扑出现，现讨论几种:1） 谐振类双向DC-DC变换器17谐振技术是出现较早的软开关技术。它降低了开关器件的开关损耗，但该变换器需要变频工作，使得变换器的闭环控制器的优化设计困难，而且很难削减变换器的噪声。如图1-8所示。图1-8 ZCS/ZVS-SCyR Buck/Boost双向DC-DC变换器Fig1-8 ZCS/ZVS-SCyR Buck/Boost bi-directional DC-DC converter其中Lr，Cr为谐振电感和谐振电容。而如图1-9所示的电路拓扑为恒频零电压开关多谐振双向DC-DC变换器，其中S1，S2均为零电压开关工作。恒频多谐振双向DC-DC变换器在输入电压或负载变化时，都是通过调节变换器中两个开关管各自的开通持续时间来保证频率不变，并且仍能维持软开关工作。谐振类变换器存在功率期间的电压、电流应力大，通态损耗高，软开关的负载范围受到限制等缺陷，还有谐振类变换器对器件的寄生参数分散性较为敏感，不太适合工业化大规模生产，多数谐振类双向DC-DC变换器仅适用百瓦以下的小功率场合。图1-9 恒频零电压开关多谐振双向DC-DC变换器Fig1-9 ZVS mul-resonance bi-directional DC-DC converter with constant frequency2) 准方波零电压PWM双向DC-DC变换器如图1-10所示，开关以互补方式工作。变换器在主功率电感的作用下，每一个开关在其开通前，有电流流经其反并联二极管，两端电压被降低到零，这样为功率开关提供了零电压开通条件。该技术的优点是拓扑与常规硬开关双向DC-DC变换器相同，恒频控制，但缺点是存在的电流纹波超过两倍负载电流，因此该变换器的开关器件通态损耗和主电感电流纹波过大，造成磁芯损耗较高，影响了变换效率。为减小变换器的损耗，一般采用并加功率管和多模块技术。图1-10 准方波零电压PWM双向DC-DC变换器Fig1-10 Quasi-square wave ZVS PWM bi-directional DC-DC converter3) FB-ZVS-PWM双向DC-DC变换器18桥式双向DC-DC变换器较容易通过相移控制实现软开关，优点是控制简单，恒频控制，而且一般不用增加辅助器件即可实现软开关，对系统的寄生参数不敏感，变换器中器件的电压电流应力较小，较适于高压场合，同单向DC-DC桥式变换器类似，变换器桥臂内部开关管互补工作，利用隔离变压器漏感中储备的能量来实现桥臂的零电压开关。同样，不足之处是变换器存在较大内部循环能量，通态损耗较高，轻载时不能实现软开关工作。4) 无源缓冲器类双向DC-DC变换器无源缓冲器技术是给变换器加入无源网络来软化变换器中有源开关元件的开关过程，吸收过冲。优点是没有额外引入辅助有源开关，不增加原变换器的控制复杂度。如图1-11所示，其中Cr，Lr，Dr，Dp组成了额外加入的无源缓冲网络，它吸收了副边电压回馈电路中的电压尖峰，相对于最简单的RCD吸收器，它基本不消耗功率，其缺点是不能完全抑制电压尖峰，只是缓冲。图1-11 一种应用无源缓冲器的桥式双向DC-DC变换器Fig1-11 A bridge bi-directional DC-DC converter using the passive buffer5) 有源缓冲器类双向DC-DC变换器通过加入一些有源缓冲器来达到零电压转换(ZVT)或零电流转换(ZCT)为目的的拓扑结构，它们的共同点是变换器基本保持一般的PWM方式工作，额外引入的辅助有源开关和辅助谐振网络，只是在主开关管开通或关断之前工作一小段时间，使得主开关管工作于软开关状态，此外，器件的电压应力较小。这类变换器的缺点是所需辅助开关管数目与主开关管数目一样多，而且往往辅助管工作为硬开关或软开关的条件不理想。6) 有源钳位类双向DC-DC变换器19有源钳位技术近十年来在单向DC-DC变换器中得到了广泛的应用，通过加入有源钳位支路能有效地将主开关管关断后的电压钳位，去除了电压过冲和振荡，减小了器件的电压应力，而且在一定条件下也可实现软开关。当然有源钳位技术也可用于双向DC-DC变换器，如图1-12所示，Sc，Cc组成了有源钳位辅助回路。该种拓扑的优点是:消除了无有源钳位辅助回路时电流馈全桥端存在电压应力大的缺陷;在正向工作中，变换器以有源钳位隔离式Boost电路方式工作，变换器左端全桥和辅助钳位开关管均可工作于ZVS状态;反向工作中，变换器右端的全桥以移相方式工作，并通过左端全桥和辅助钳位管的配合工作，削减了移相工作中变换器中的循环能量，同时维持了左端全桥的零电压零电流软开关工作条件。其不足之处有:正向工作中由于有源钳位工作方式引起的变换器电流应力较大，造成通态损耗变高;反向工作时，辅助钳位管是硬开关工作的。图1-12 有源钳位类双向DC-DC变换器Fig1-12 Bi-directional DC-DC converter with the active clamper1.5 本论文的目的和主要工作双向DC-DC功率变换器要在电动汽车、航天等许多应用场合获得实际应用仍面临三大问题，即双向DC-DC功率变换器的功率密度、电磁兼容性和成本问题。软开关技术是解决功率密度和电磁兼容性问题的关键技术。目前双向DC-DC功率变换器的软开关方法主要可以分为采用辅助开关软开关方法和不采用辅助开关软开关方法。采用辅助开关的软开关法有：零电压转换（ZVT）和零电流转换（ZCT）双向DC-DC功率变换器、有源钳位双向DC-DC功率变换器。零电压转换（ZVT）和零电流转换（ZCT）双向DC-DC功率变换器结合了PWM工作和谐振变换器的优点，但需要额外引入辅助开关，且辅助开关通常为硬开关，在辅助开关上仍存在较大的开关损耗，因此实用性并不高。有源钳位的双向DC-DC功率变换器也结合了PWM工作和谐振变换器的优点，但是也需要额外引入辅助开关。典型的有源钳位电流馈全桥式双向DC-DC功率变换器虽然正向工作时可以实现软开关，但反向工作时辅助钳位开关为硬开关。因此，目前，采用辅助开关的软开关双向DC-DC功率变换器存在电路元件多，需要额外引入的辅助开关及其控制电路等缺点，因此影响成本和功率密度。而且，仍存在由于硬开关操作造成的开关损耗和电磁干扰问题。不采用辅助开关软开关方法有：谐振、准谐振、多谐振双向DC-DC功率变换器、准方波零电压开关双向DC-DC功率变换器、相移控制双向DC-DC功率变换器。它们的显著有点是无需增加辅助器件即可实现功率器件的零电压或零电流开关条件，电路简单、可靠、经济。但谐振、准谐振、多谐振技术的双向DC-DC功率变换器由于基于LC谐振工作原理，存在功率器件电压、电流应力大，通态损耗高，软开关的负载范围受限等严重缺陷。而且，它们采用变频控制，电路参数优化困难，最终影响功率密度的提高。软开关准方波零电压开关双向DC-DC功率变换器虽然可以定额工作，但存在电流脉动大、功率器件通态损耗和铁心损耗大的缺点。相移控制双向DC-DC功率变换器具有功率器件电压、电流应力小，额定工作无需增加辅助器件即可实现功率器件的零电压开关条件等优点。但当相移控制双向DC-DC功率变换器的输入电压或输出电压偏离标称电压时，相移控制在电路中造成严重环流，导致通态损耗的迅速增加和软开关条件的破坏。在电动汽车、航天等能量管理系统中，无论是双向DC-DC功率变换器的输入还是输出，电压的变化范围很大，相移控制双向DC-DC功率变换器的应用也遇到了严重的障碍。考虑到相移控制具有不采用辅助开关即可实现双向DC-DC功率变换器零电压开关的能力，但当输入电压或输出电压偏离标称电压时，环流严重，通态损耗大，软开关范围变窄。而PWM控制具有器件的电压电流应力低、通态损耗小、无环流的优点，但功率开关为硬开关。若能将相移控制和PWM相结合，发挥PWM控制对双向DC-DC功率变换器的输入和输出电压大范围变化适应性强的优势，发挥移相控制具有无须辅助开关即可实现双向DC-DC功率变换器零电压开关的能力优势，就可较好的解决双向DC-DC变换器在目前应用中所遇到的问题。本文在阅读了大量双向DCDC变换器的资料，深入了解最新研究动态和方向的基础上，分析介绍了一种新型的中、小功率双向半桥零电压（ZVS）DC-DC变换器的拓扑结构。把软开关技术和PWM控制技术以及双向DC-DC变换器技术有机结合在一起，有效降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器装置提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时，还保持了常规的硬开关半桥PWM双向DC-DC变换器中拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定，元器件的电压和电流应力小等优点。论文主要完成以下工作：1) 介绍了一种双向半桥零电压（ZVS）DC-DC变换器。该变换器结构简单，不用辅助电路就可以实现开关管的零电压通断。2) 详细分析了该变换器的工作原理，根据各个开关管的开关状态，推导出不同时间段的等效电路结构，给出了实现软开关的条件。3) 讨论了电路中主要元件参数的选取原则，并通过仿真进行了验证。4) 介绍了DSP的选取，系统的主控制电路，采样电路，保护电路和驱动电路的方案。5) 通过实验验证了本课题方案的正确性和可行性。2 双向半桥DC-DC变换器的工作原理2.1 引言本章对一种双向半桥零电压（ZVS）DC-DC 变换器拓扑图进行了原理分析。它可以不用辅助电路就可以实现开关的零电压通断，而且转换效率高和控制电路简单。该变换器的结构很简单，隔离变压器的两端各有一个对称半桥。变换器中的功率传输由两个对称半桥之间的相移控制。无需另外加入任何辅助开关或无源谐振网络,变换器中的所有开关均可在双向变换中工作于零电压开通状态，且开关的电压应力低。另外电路中没有大的延时器件存在,变换器的动态响应较快。此变换器主要用于混合动力汽车燃料电池的辅助启动。2.2 双向DC-DC变换器的工作原理图2-1 为该变换器的拓扑图。变换器的隔离变压器两端各有一个双半桥结构。和双向全桥变换器相比，元器件的数量减少了一半。另外在能量双向流动时，没有辅助设备就可以实现开关管的零电压（ZVS）通断。开关器件S1S4的占空比为0.5。通过控制两个变换单元之间的相位关系来调节两个直流源之间的能量传输。图中LS为变换器隔离变压器的漏感。它是变换器能量传输的重要元件，同时也保证了变换器的软开关的实现。输入方波电源Vr1的正负幅值为V1和-V1，输出方波电源Vr2的正负幅值为NV3和-NV3。当输入方波电源Vr1的幅值和输出方波电源V r2的幅值匹配时，即V1= NV3，简化电路的主要原理波形如图2-2所示(N=n1/n2为变压器原、副边的绕组匝比)。但当输入方波电源Vr1的幅值和输出方波电源Vr2的幅值不匹配时，如V1V3，简化电路的主要原理波形如图2-2。从图中可以看出变换器电流应力大大增加，即增加输入与输出之间无功功率的交换，于是增加功率器件、磁性元件的电流应力，增加了开关器件的通态损耗和磁性元件损耗。在分析变换器正向工作模式下的工作原理之前，先作如下假设20-22：1）变换器已达到稳态工作；2）MOSFET 可看作为理想开关管并联着体内寄生二极管和寄生电容；3）变压器的激磁电感Lm电感值足够大，因此激磁电流很小；4）Ls为原、副边漏感值折算到初级侧的和；5）C t1和C t2的电容值足够大以至于它们两端的电压纹波很小；6）不计半导体元件的管压降和二极管的反向恢复电流。图2-1 双向软开关半桥DC-DC变换器的拓扑图Fig2-1 Soft-switching bidirectional half-bridge DC-DC converter图2-2 变压器的理想电压与电流波形Fig2-2 Idealized voltage and current waveforms of transformer正向工作模式下,S1和S2驱动信号在相位上超前于S3和S4的驱动信号。整个工作周期分为12个阶段:1） 阶段0：(t0t1 ) 如图2-3a电路处于稳定状态，开关管S1和D3导通。图2-3a 阶段0Fig2-3a Step 02） 阶段1：(t1t2 ) 如图2-3b在t1时刻,S1关断，Cr1,Cr2和Tr的漏感Ls开始谐振，使得谐振电容Cr2两边的电压V1+V2开始下降，谐振电容Cr1被充电。Vr1也从V1开始下降。充放电的快慢取决于在t1时刻电流Ir1与Id1的差值。图2-3b 阶段1Fig2-3b Step 13） 阶段2：(t2t3 ) 如图2-4a在t2时刻,当谐振电容Cr2两边的电压Vcr2下降到0时，S2体内的寄生二极管导通, 谐振电容Cr1的电压被充电在V1+V2。在之期间, S2在ZVS 条件下导通。图2-4a 阶段2Fig2-4a Step 24） 阶段3：(t3t4 ) 如图2-4b从t3时刻起，Ir1小于Id1，所以电流开始从S2体内的寄生二极管导通转移到S2。Ir1线形下降直到在t4时刻下降为0。此时D3也导通到t4时刻。图2-4b 阶段3Fig2.4b Step 35） 阶段4：(t4t5 ) 如图2-5a从t4时刻起，电流Ir1开始改变极性,然后二次侧电流也开始从D3换向到开关管S3。图2-5a 阶段4 Fig2-5a Step 46） 阶段5：(t5t6 ) 如图2-5b在t5时刻，S3关断。谐振电容Cr3和Cr4开始充放电。相应的，它们充放电的快慢取决于在t5时刻电流Ir1的大小。图2-5b 阶段5 Fig2-5b Step 57） 阶段6：(t6t7) 如图2-6a在t6时刻，当谐振电容Cr4的电压下降到0时，D4开始导通。在此期间，S4在ZVS 条件下导通。图2-6a 阶段6 Fig2-6a Step 68）阶段7：(t7t8) 如图2-6b在t7时刻，S2关断。谐振电容Cr1，Cr2和Tr的漏感Ls开始谐振，谐振电容Cr1两边的电压V1+V2开始下降。Vr1也从V2开始上升。充放电的快慢取决于在之期间电流Ir1与Id1的总和。图2-6b 阶段7 Fig2-6b Step 79）阶段8：(t8t9) 如图2-7a在t8时刻，当Vcr1下降到0时，D1开始导通。电流Ir1也开始上升直到在t9时刻为0。在此期间，S1在ZVS 条件下导通。图2-7a 阶段8 Fig2-7a Step 810）阶段9：(t9t10) 如图2-7b从t9时刻起，电流I r1开始改变极性，并继续上升直到在t10时刻为Id1。在此期间，二次侧电流也从D4换向到S4。图2-7b 阶段9 Fig2-7b Step 911）阶段10：(t10t11) 如图2-8a从t10时刻起，电流I r1开始超越Id1，电流也从D1转移到S1。图2-8a 阶段10 Fig2-8a Step 1012）阶段11：(t11t12) 如图2-8b在t11时刻，S4关断。谐振电容Cr3和Cr4开始充放电。相应的，它们充放电的快慢取决于在t11时刻电流Ir1的大小。图2-8b 阶段11 Fig2-8b Step 1113）阶段12：(t12t13) 如图2-9在t12时刻，当谐振电容Cr3的电压下降到0时，D3开始导通。在此期间，S3在ZVS 条件下导通。此时电路回到开始t0时状态。图2-9 阶段12Fig2-9 Step 12从上面分析可知，低压侧半桥有两个作用：a作为一个Boost变换器来提高电压，b作为一个产生一个高频交流电压的逆变器。变压器的作用主要是用来隔离高、低压侧同时使得高、低压的电压相匹配，来减小开关管的电流应力。图2-10为该ZVS双向DC-DC变换器的正向工作模式下稳态工作时主要电压、电流的波形。在此变换器电路中的换向是和一般变换器电路的二极管到开关管的换向模式是相似的，主开关管关断时，电流对谐振电容充放电，从而使得开关管在ZVS下关断。而开关管的ZVS导通是在和它反并联的二极管导通期间来开通开关管来实现的。然而此电路有它自身的特点，不需要另外的辅助电路，而是通过开关管的寄生电容和变压器的漏感来实现ZVS。从图2-10可以看出，在正向模式下ZVS通断的条件主要决定于在t1,t5,t7,t11时刻电流Ir1与Id1的值。概括如下： (2-1)图2-10 正向模式中稳态工作时电压、电流的波形Fig2-10 Commutation waveforms and switching timing in boost mode以上分析可以发现4个MOSFET 均工作于ZVS 状态,通过改变两个半桥之间的相移,可调节控制功率传输。反向工作原理跟正向工作原理类似,只不过S3和S4的驱动信号在相位上超前于S1和S2的驱动信号。在反向模式下ZVS通断的条件也主要决定于在t1,t5,t7,t11时刻电流Ir1与Id1的值。概括如下： (2-1)3参数设计3.1 变压器漏感的设计开关电源中变压器是核心器件，变压器设计的好坏不仅影响变压器本身的发热和效率，同时也影响到开关电源的技术性能和可靠性。同时，许多其它主电路元件的参数设计都依赖于变压器的参数。因此，在主电路拓扑确定以后首先应该进行的是变压器的设计。这里只讨论变压器漏感的选取。此变换器电路中变压器有三种功能:1) 变换器的高压侧与低压侧进行隔离；2) 低压侧电压到相应的高压；3) 变压器的漏感用来存储和传递能量。变压器的匝比主要根据此变换器的高、低压侧的电压比来确定。变压器的漏感在此变换器是一个非常重要参数，它的取值直接影响到变换器的输出功率的大小。下面来讨论该漏感是如何确定的。先考虑没有损耗的理想情况，即变换器的输入功率等于输出功率。令变压器的原、副边电压波形相移是，变压器的电流Ir1是一个=2ft的函数，f 是开关频率。在一个开关周期此变换器有四种工作模式。在模式1： (3-1)式中，V1和V2是电容C1和C4两侧的电压， Ir1(0)是变压器原边电流Ir1在=0的初始值。该模式在=时结束。在模式2： (3-2)相似的讨论，在模式3： (3-3)在模式4： (3-4)从上面变压器的电流I r1的计算等式，我们可以得到输出功率的计算： (3-5)式中，为开关周期。D=/2。从上式可以看出，输出功率可以通过改变、D和f来调节。设D=0.5，开关频率为 f =20kHz，上述公式可以简化为： (3-6)图3-1输出功率Po，相位移角和漏感LS的关系曲线图Fig3-1 Output power, phase shift and leakage inductance LS图3-1是漏感LS=2.4H时，输出功率Po与相位移角的关系图，从图中可以看出，当相位移角为0.5时，变换器的输出功率最大。当变压器的漏感一定时，相位移角越小，变换器的输出功率也变小（00.5）。所以，可以假设最大输出功率是P0 ，输入电压为Vin，开关频率为f，相位移角为，变压器漏感Ls可用下式来计算，即 (3-7)3.2 输入电感的设计该变换器输入的平均电流为：Idl = (3-8)假设变换器的电流纹波已知（I），Ldc可以用下式来计算： (3-9)式中，为纹波电流，为S2在一个开关周期的导通时间。可以看出，只要给定变换器的输出功率和电流纹波值，就很容易选择电感Ldc的值。3.3 开关管应力开关管上的电压、电流和du/dt的变化范围对于开关管的设计很重要。根据上面分析，该变换器在一个完整开关周期内有四种工作模式，在稳态工作条件下变压器的电流Ir1它所对应的四个初始状态Ir1(0),Ir1(1),Ir1(2)和Ir1(2+1)有如下关系： (3-10) (3-11)当D=0.5，2=时，变压器的电流Ir1的四个初始状态Ir1(0), Ir1(1),Ir1(2)和Ir1(2+1) 可由下式来确定： (3-12)通过上面的分析可知，低压侧（LVS）开关管上电流、电压的最大值为： (3-13)3.4 隔直电容的选取磁通不平衡是在初级置位伏秒值与复位伏秒值不相等时发生。在半桥电路中，若电容C1、C2两端的电压不能精确到完全相等，则开关管S1导通时初级侧承受的电压将与开关管S2导通时的不相等，磁通会沿磁滞回线正向或反向持续增加直至使磁心饱和，损坏开关管。一般情况下，不希望隔直电容两端的电压变化太大，以免产生过高的EMI。理想情况下，隔直电容上所允许的下降量dV为输入直流电压的1020,产生该压降的等效平顶脉冲电流为Ir，而流通该电流的时间为0.8T /2。所以由下式可以得到该隔直电容的计算式： (3-14)3.5 半桥臂开关管并联电容的选取半桥臂开关管并联电容C满足如下关系：C=Cr+ (3-15)其中Cr为MOSFET管两端实际并联的谐振电容，Coss为MOSFET管的节电容。可以根据下式来计算开关管的死区时间：tr=2VinC/I0 (3-16)由于MOSFET管体内节电容Coss一般比较大（几百皮法）,在本电路中亦无需再额外并联电容，故C。4 双向半桥DC-DC变换器的仿真分析4.1 引言在工程实际中，需要借助专用的系统仿真软件，对建立的模型进行分析和仿真。仿真是伴随着计算机性能的不断提高而逐渐发展起来的一种有效的分析设计工具，可以取代人工的计算分析，将设计人员从重复性的计算劳动中解脱出来。本章将采用电力电子仿真软件matlab进行仿真。4.2 MATLAB简介Matlab是美国Math Works软件公司自上个世纪八十年代开始推出的一种使用简单的工程计算语言。它集数值计算、符号运算和图形处理功能于一身，与其它计算语言相比，Matlab在功能、开放性和易学性等方面独占鳌头。它的核心是数值计算，广泛地应用于自动控制、信号处理、图像处理等若干领域。1990年，MathWorks软件公司命名为Simulab，1992年正式将该软件更名为Simulink，使得仿真软件进入了模型化图形组态阶段。Simulink是Matlab软件的扩展，它是一个交互式动态系统建模、仿真和分析图形环境，它支持连续、离散及两者混合的线形和非线性系统，也支持具有多种采样速率的多速率系统。Simulink的名称表明了该系统的两个主要功能:仿真Simu和连接Link，即该软件可以利用鼠标在模型窗口上绘制出所需要的控制系统模型，然后利用Simulink提供的功能来对系统进行仿真和分析，它使用户把更多的精力投入到系统模型的构建，而非语言的编程上。4.3 闭环控制DC-DC变换器的闭环控制有电流模式和电压模式两种23-25。电压模式是单环控制，它是以输出电压作为反馈量来对变换器进行调节的。电压模式虽然具有控制方法简单，容易实现的优点，但相对与电流模式而言，其动态性能和稳态性能都较差，而且电压模式对电流没有控制，无法对变换器进行功率控制，也不利于变换器的并联使用，其可移植性差。电流模式又分为峰值电流模式和平均电流模式。这两种电流模式都采用电压外环，电流内环的双环控制方式。所不同的是峰值电流模式的内环是以电流的峰值作为控制对象，而平均电流模式则采用的是电流的平均值。文献24提出了一种峰值电流模式的移相半桥DC-DC变换器，提高了变换器的动态性能，防止了变压器的偏磁。但相对于平均电流模式而言，峰值电流模式存在对噪声敏感、控制方法较复杂、需要斜波补偿和不易于实现等不足之处。故本文在能量正向流动时，控制回路采用电压模式控制。而当能量反向而当在能量反向流动时，因为要对电池充电，充电电流要控制，所以采用平均电流模式控制。图4-2给出了变换器正向工作时的电压模式闭环控制的原理图:图4-2 电压模式控制原理图Fig4-2 Diagram of the voltage-mode control图4-2中，ur为输出电压参考给定，uf为输出电压反馈检测值。二者的误差信号经比例积微分调节器PID后，得到的输出信号送给移相生成电路，产生4路PWM脉冲信号，经过驱动电路后驱动MOS管进行功率调节。图4-3是变换器正向工作时的电压模式闭环控制的具体实现电路，电压闭环由运算放大器IC2, R4, R5, R6, R7, R8,R9,C1和C2构成，它是一个PID调节器。图4-3 电压模式控制的具体实现电路Fig4-3 Specific circuit of implementing voltage-mode control图4-4给出了变换器反向工作时的平均电流模式闭环控制的原理图:图4-4 平均电流模式控制原理图Fig4.4 Diagram of the average current-mode control图4-4中，ur为输出电压参考给定，uf为输出电压反馈检测值。二者的误差信号经比例积分调节器PI1后，得到的输出信号ir作为输出滤波电感电流iL的给定值, if为滤波电感电流检测值的平均值。电流误差信号经比例积分调节器PI2后送给移相生成电路，产生4路PWM脉冲信号，经过驱动电路后驱动MOS管进行功率调节。图4-5是变换器反向工作时的平均电流模式闭环控制的具体实现电路，电压闭环由运算放大器IC2, R4, R5, R6, R7, R8和C1构成，它是一个PI调节器。其输出作为电流闭环的电流给定信号。电流闭环由运算放大器IC4,R11, R12和C4构成，它也是一个PI调节器，其给定是电压闭环的输出。图4-5 平均电流模式控制的具体实现电路图Fig4-5 Specific circuit of implementing average current-mode control4.4 仿真分析按照上章中给出的方法计算出变换器输出功率P0=72W时，输入电感、变压器漏感以及隔直电容仿真所用的参数如下:输入电感：Ldc=100H；变压器漏感：Ls=8H；隔直电容：Ct1=13.2F， Ct2=4.4F。仿真电路所用的其它主要参数如下：主功率开关管S1S4 ：RDS= 0.008；输入的直流电压：V in=12V；输出的直流电压：Vo=288V；变压器的匝比：1/12；开关频率：f = 20kHz。1） 脉冲波形图双向半桥直流变换器中的开关管需要脉冲信号来驱动，四个开关管的驱动脉冲波形如图4-6所示，为避免两开关在换流的过程中发生短暂的同时导通现象而损失开关，每个开关各自的占空比不能超过50%，并应留有一定的余量。图4-6 开关管脉冲波形Fig4-6 Waveforms of switch tube pulse2） 变压器基本原理仿真波形图如图4-7所示，图中为变压器电压和电流波形。图4-7 变压器电压电流波形Fig4-7 Voltage and current Waveforms of transformer3） 双向半桥零电压DC-DC变换器正向工作时的主要波形双向半桥零电压DC-DC变换器正向工作时，控制电路采用电压模式控制。图4-8为正向工作模式下，输出电压为288V、输出功率P0=72W时，变压器漏感Ls两边电压Vr1和Vr2的波形。图4-8 正向时的Vr1和Vr2的波形Fig4-8 Waveforms of Vr1 and Vr2 in forward work mode图4-9为变换器正向工作时，输入电压为12V，输出电压的波形，从图中可以看出，输出电压值在288V左右，满足设计的要求。图4-9 正向工作时输出电压波形Fig4-9 Output voltage waveforms in forward work mode4） 双向半桥零电压DC-DC变换器反向工作时的主要波形 图4-10 反向时的Vr1和Vr2的波形Fig4-10 Waveforms of Vr1 and Vr2 in reverse work mode双向半桥零电压DC-DC变换器反向工作时，因为要对电流进行控制，控制电路采用平均电流模式控制。图4-10为反向工作模式下，输出电压12V、输出功率P0=72W时，变压器漏感Ls两边电压Vr1和Vr2的波形。图4-11为变换器反向工作时，输入电压为288V,输出电压的波形，从图中可以看出，输出电压值在12V左右，满足设计的要求。图4-11 反向工作时输出电压波形Fig4-11 Output voltage waveforms in reverse work mode5 双向半桥实现研究5.1 DSP芯片介绍5.1.1 DSP芯片的发展 世界上第一个单片DSP芯片应当是1978年AMI公司发布的S2811,1979年美国Intel公司发布的商用可编程器件2920是DSP芯片的一个主要里程碑。这两种芯片内部都没有现代DSP芯片所必须有的单周期乘法器。1980年，日本NEC公司推出的D7720是第一个具有乘法器的商用DSP芯片。在这之后，最成功的DSP芯片当数美国德州仪器公司(Texas Instruments，简称TI)的一系列产品。TI公司在1982年成功推出其第一代DSP芯片TMS32010及其系列产品TMS32011, TMS320C10/C14/C15/C16/C17等，之后相继推出了第二代DSP芯片TMS32020,TMS320C25/C26/C28，第三代DSP芯片TMS320C30/C31/C32，第四代DSP芯片TMS320C40/C44，第五代DSP芯片TMS320C5X/C54X，第二代DSP芯片的改进型TMS320C2XX,集多片DSP芯片于一体的高性能DSP芯片TMS320C8X以及目前速度最快的第六代DSP芯片TMS320C62X/C67X等。TI将常用的DSP芯片归纳为三大系列，即:TMS320C2000系列(包括TMS320C2X/C2XX)、TMS320C5000系列(包括 TMS320C5X/C54X/C55X), TMS320C6000系列(TMS320C62X/C67X)。如今，TI公司的一系列DSP产品己经成为当今世界上最有影响的DSP芯片。TI公司也成为世界上最大的DSP芯片供应商，其DSP市场份额占全世界份额近50%。第一个采用CMOS工艺生产浮点DSP芯片的是日本的Hitachi公司，它于1982年推出了浮点DSP芯片。1983年日本Fujitsu公司推出的MB8764，其指令周期为120ns，且具有双内部总线，从而使处理吞吐量发生了一个大的飞跃。而第一个高性能浮点DSP芯片应是AT&T公司于1984年推出的DSP32。与其他公司相比，Motorola公司在推出DSP芯片方面相对较晚。1986年，该公司推出了定点处理器iuC56010。1990年，推出了与IEEE浮点格式兼容的浮点DSP芯片MC960020。美国模拟器件公司(Analog Devices，简称AD)在DSP芯片市场上也占有一定的份额，相继推出了一系列具有自己特点DSP芯片，其定点DSP芯片有ADSP2101/2103/2105，ASDP2111/2115，ADSP2161/2162/2164以及ADSP2171/2181，浮点DSP芯片有ADSP21000/21020、ADSP21060/21062等。自1980年以来，DSP芯片得到了突飞猛进的发展，DSP芯片的应用越来越广泛。从运算速度来看，MAC(一次乘法和一次加法)时间已经从20世纪80年代初的400ns(如TMS32010)降低到l0ns以下(如TMS320C54X, TMS320C62X/67X等)，处理能力提高了几十倍。DSP芯片内部关键的乘法器部件从1980年的占模片区的40%左右下降到50k以下，片内RAM数量增加一个数量级以上。从制造工艺来看，1980年采用4m的N沟道MOS(NMOS)工艺，而现在则普遍采用亚微米(Micron) CMOS工艺。DSP芯片的引脚数量从1980年的最多64个增加到现在的200个以上，引脚数量的增加，意味着结构灵活性的增加，如外部存储器的扩展和处理器间