开关变换器的缓冲电路.doc

第6章 开关变换器的缓冲钳位电路6.1 引言6.1.1 引入缓冲电路的必要性和作用开关变换器中的功率半导体器件工作在开关状态，但器件的开通和关断都不是瞬时完成的。由于器件或电路中存在寄生电容，在器件开通瞬间，会产生很大的电流应力，造成很大的开通损耗；同样由于器件在开通期间流过的电流比较大，关断时器件将会承受较大的电压应力，也会造成很大的关断损耗。开关损耗将导致器件发热甚至损坏，对于功率晶体管(GTR)，还可能导致器件的二次击穿。为尽可能减小电流、电压应力或开关损耗，一方面可设法减小开关变换器中的寄生电感或漏电感（主要靠工艺或PCB的合理布局）；另一方面可通过一些电路来减缓电流、电压应力，并耗散过电压的能量或使能量反馈回电源中，这样的电路称为缓冲电路。缓冲电路（Snubber Circuit）又称为吸收电路，是功率开关器件的一种重要保护电路。缓冲电路主要由电感、电容和电阻及开关功率器件等组成，其基本工作原理是利用电感电流不能突变的特性抑制器件的电流上升率，利用电容电压不能突变的特性抑制器件的电压上升率。缓冲电路的作用是通过改善功率半导体器件的开关工作轨迹，改进其开通和关断期间所承受的电压、电流波形，抑制功率开关器件的过电压（du/dt）或过电流（di/dt），减小器件的开关损耗，进而确保功率开关器件安全、可靠地运行。通过合理选择缓冲电路的元件参数，缓冲电路中的耗能元件（电阻）可全部消耗掉开关变换器的开关管关断时寄生元件释放的能量或励磁能量（对正激变换器），或将耗寄生元件释放的能量或励磁能量返回电源，并将开关管两端的电压钳位在一定的范围内，保证开关管的安全。6.1.2 缓冲电路的类型缓冲电路有多种形式，以适用于不同类型的功率开关器件和开关变换器。根据缓冲电路的作用时刻，可将其分为关断缓冲电路和开通缓冲电路：关断缓冲电路用于吸收器件的关断过电压或换相过电压，抑制du/dt，减小关断损耗；开通缓冲电路用于抑制器件开通时的电流过冲和di/dt，减小器件的开通损耗。如将关断缓冲电路和开通缓冲电路结合在一起，则称其为复合缓冲电路。根据组成缓冲电路的元件类型，可将其分为无源和有源缓冲电路：无源缓冲电路是由无源元件构成，如RC、RCD、LCD缓冲电路；有源缓冲电路不仅包含有无源和有源（主要是全控型开关器件，如GTR、MOS管等）元件，还包括一些控制电路和全控型开关器件的驱动电路，所以电路构成复杂。而无源缓冲电路不需控制和驱动电路，所以电路简单，在工程设计中得到广泛应用。无源缓冲电路又分为无源有损缓冲电路和无源无损缓冲电路：如果缓冲电路中储能元件的能量消耗在其吸收电阻上，则称其为耗能式缓冲电路或无源有损缓冲电路（如RC和RCD缓冲电路）；如果缓冲电路将其储能元件的能量回馈给负载或电源，则称其为馈能式缓冲电路或称为无源无损缓冲电路（也称为无源钳位电路，如LCD缓冲电路）。本章将对常用缓冲电路的组成原理及主要元件参数的设计方法进行讨论。6.2 RCD缓冲电路原理与设计6.2.1. RCD缓冲电路组成和分类RCD缓冲电路以其结构简单、成本低廉等特点而被广泛应用，但是由于RCD缓冲电路的钳位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路会降低系统的效率，或者达不到钳位要求而使开关管损坏。常用的RCD缓冲电路可并接在开关变压器的原边，主要由如图6.2.1中所示的R1、C1和VD1组成；也可并接在开关管的集射极间，主要由如图6.2.1中所示的R2、C2和VD2组成。其中C1、C2为钳位电容，R1、R2为耗散电阻。 图6.2.1 RCD缓冲电路RCD缓冲电路结构最简单，成本最低，可降低开关管的电压应力，但其损耗较大。钳位电压依赖于变换器的输出电流，与输入电压无关，会随电阻减小而减小，但损耗增大。6.2.2. RCD缓冲电路的设计1. 缓冲电路设计之一（1）缓冲器环节工作原理并接在反激变换器变压器原边的缓冲电路如图6.2.2 所示（由R1、C1和VD1组成），该缓冲器环节的工作波形如图6.2.3 所示。假设变换器工作在CCM模式且已进入稳定状态，当tTS(TS为变换器开关周期)，则电容电压VC在一很小的范围内波动，因此，开关管的漏源电压被钳位在Vi+nVo。图6.2.2 开关过电压的抑制方法在稳态工作时，钳位电容的电压会自动调整，直到多余的能量都消耗在电阻上。如果没有RCD缓冲电路，漏感中的能量将会在开关管关断瞬间转移到开关管的集射极间电容，集射电压急剧上升，致使开关管的集电极承受较高的电压应力，甚至导致开关管损坏。 图6.2.3 缓冲器作用及电流电压波形（2） 缓冲器参数计算 钳位电压VC的确定图6.2.3所示的Vce是开关管两端的电压。钳位电压VC与输入最高电压及开关管所能承受的最大电压Vceo有关，如果考虑30%的余量，则钳位电压VC的值可表示为 (6.2.1) 初级绕组的漏感量Ll的确定在绕制变压器时，不可避免存在漏感，为了减小漏感尖峰，漏感量Ll越小越好，为此，通常要求初级绕组的漏感量为初级绕组电感量的1%5%。变压器绕制完成后，通过测试可得知初级绕组的漏感量，其测试方法为：将各个次级绕组短路，所测得的初级绕组电感量即为其漏电感（值得注意的是：要精确测得漏电感量，测试频率应与变换器的工作频率相同）。 钳位电阻R1的确定由于R1C1TS，可认为电容电压VC在一开关周期内基本不变，则钳位电阻R1消耗的能量WR1为 (6.2.2)初级绕组的漏感中存储的能量为 (6.2.3)因为在CCM时，开关关断后，漏感电压基本不变，故原边漏感电流线性下降，且下降率为，即漏感电流，则初级漏感电流从最大值Ip下降到零的时间。如果次级到初级的反射电压为Vf=nVo，漏感电压为Vl，则反馈电压产生的能量为 (6.2.4)根据能量守恒，有，考虑到式(6.2.2) (6.2.4)，可得到钳位电阻为 (6.2.5) 钳位电容C1的确定钳位电容C1的取值应足够大，以确保在开关关断期间，其电压上升幅度足够小，这也使得在一个开关周期中，电容C1上的电压波动很小，通常其电压波动幅度VC的取值为钳位电压的2%5%，假设VC=5%VC，则钳位电容C1的取值应满足 (6.2.6)2. 缓冲电路设计之二（1）缓冲器环节工作原理并接在反激变换器开关管两端的缓冲电路如图6.2.4 所示（由R2、C2和VD2组成），该缓冲器环节的工作波形如图6.2.5 所示。图6.2.4 开关过电压的抑制方法如图6.2.4所示，由R2、C2和VD2组成的缓冲电路与开关晶体管并接(如果作为高频整流二极管的缓冲电路，则与二极管并接)，旨在减少开关管的电压应力和EMI，使负载线轨迹不超过安全工作区，不发生二次击穿。图6.2.5 缓冲器作用及电流电压波形假设晶体管的关断时间为tf，且关断时间很短。如果在晶体管的关断期间（tf内），集电极电流ic近似线性下降，则对C2充电的电流近似为iSNb=Ip/2，其集电极电压变化率dVC/dt可表示为 ( 6.2.7)缓冲器环节的波形如图6.2.5 所示：当变换器工作在CCM模式下，在t1 t2阶段，晶体管开始进入关断过程，ic减小到0。但由于变压器漏感的作用，变压器原边绕组电流ip不能突变，多余的电流流向缓冲电路。假设流过缓冲支路的电流为iSNb，显然有ip=ic+iSNb，iSNb流过VD1对C1充电，iSNb逐渐增大，晶体管集电极电压快速增加。此后在t2 t3阶段由于iSNb（即为原边电流ip）继续对电容C2充电，Vce继续上升。由于ip在逐渐减小，因此，Vce的上升过程一直持续到t3时刻的iSNb=0。Vce的上升幅度取决于漏感、钳位电容及原边电流的大小。在t3 t4阶段，由于漏感中的储能减小到零而使Vce钳位在Vi+nVo。在实际中，此阶段为一振荡过程。（2）缓冲器参数的确定 钳位电容C2的确定为了减小晶体管的关断损耗及其所承受的电压应力，假设当集电极电流在t2时刻下降到0时，集电极电压不超过Vi的30%，则电容C2的值为 (6.2.8)其中， tf为晶体管的关断时间。 耗能电阻R2的确定为使缓冲电路取得期望的效果，耗能电阻R2的选择应使电容C2能在晶体管最小导通时间内充分放电。晶体管的最小导通时间是在最大输入电压Vs,max，最小负载电流Io,min时发生。为使C2在最小ton时能充分放电，电阻不能过大。假设三倍时间常数可以放完电，即，则 (6.2.9)晶体管在导通期间，钳位电容将通过电阻R2放电，为了防止过大的放电电流影响晶体管的安全，另一个决定放电电阻值的条件是要求放电电流Idis不超过集电极电流IC的1/4，即有 (6.2.10)如果按式(6.2.9)计算得到的电阻R2不能满足式（6.2.10）时，则按下式选择R2。 (6.2.11)在每个开关周期中，缓冲器电阻R2损耗的能量与在“关断”周期结束时C2所储存的能量相同。C2两端电压决定于变换器电路的形式、工作模式及相关参数。对于反激变换器，如果其工作在完全能量转换模式，C2上的电压即是输入电源电压Vi；如果其工作在不完全能量转换模式，C2上的电压是电源电压加上副边折算过来的电压之和。假设C2上的电压确定为Vc，则R2上损耗的功率PR1为 (6.2.12)在实际缓冲电路设计中，还要考虑元器件的选型是否合理，比如耗散电阻的功率选择应考虑不小于2倍的余量；钳位电容应选择低ESR和ESL的电容；二极管应选择反相击穿电压高于开关管的漏源击穿电压的超快恢复二极管等等。6.3 LCD缓冲电路的组成原理与设计采用RCD缓冲电路将产生损耗，而LCD缓冲电路不包含耗能元件，几乎不产生损耗，所以又称为无源无损缓冲电路。下面分别以Boost变换器和双管正激变换器为例来说明LCD缓冲电路的原理和主要元件参数设计。6.3.1 BOOST变换器的LCD钳位电路组成原理和设计1. 电路组成和原理具有无源无损缓冲电路的Boost变换器如图6.3.1所示，其中无源无损缓冲电路由电感Lr、电容Cs和Cr及二极管VD1、VD2和VD3组成。Lr限制二极管VD的反向恢复电流，且可为功率开关管提供零电流开通条件（参照6.2节）；电容Cs可使开关管实现准零电压关断（参照6.2节）。该变换器的主要工作波形如图6.3.2所示，从中可看出：在一个开关周期变换器的工作过程可分成七个阶段，各阶段的等效电路如图6.3.3所示，其中粗实线表示电流流通路径。假设各元件为理想元件，且CsCr，对各个阶段的详细工作过程分析如下：扑图 6.3.1 具有无源无损缓冲网络的Boost开关变换器图 6.3.2 Boost变换器各种电流和电压波形图(1) tt0当tt0时，开关管VT处于关断状态，此时VCs=Vo，VCr=0，iLr=iin，此阶段的等效电路如图6.3.3（a）所示。(2) t0t1t0时刻，开关VT导通，电流iLr线性下降，此阶段的等效电路如图6.3.2（b）所示。当电流iLr减少到0，二极管VD关断。(3) t1t2从t1开始，二极管VD关断后，CS开始经VD2、Cr、Lr和开关管VT放电，VCr从零开始上升，电流iLr从零反向增加，此阶段的等效电路如图6.3.2（c）所示。当t=t2时，Cs放电过程结束，VCs=0。此阶段经历的时间为 （6.3.1）式中，f为开关频率。 (4) t2 t3 从t2开始，由于VCs =0，VD1导通，电感Lr和电容Cr发生谐振，电感电流iLr流经VD1和VD2向Cr充电。电容电压VCr继续上升，此阶段的等效电路如图6.3.2(d)所示。当t=t3时，VCr达到最大值VC,max，电感电流iLr降到0。此阶段经历的时间为 （6.3.2）(5) t3t4 从t3开始，由于iLr=0，VD1和VD2关断，VCr维持在最大值VCmax，直到t4时刻开关VT关断。此阶段的等效电路如图6.2.2(e)所示。(6) t4t5从t4开始，由于开关VT关断，一方面输入电源Vi经L、VD1向Cs充电，VCs从零开始上升（开关VT近似零电压关断）；另一方面Vi经L、Lr 、Cr和VD3向负载供电，电容Cr放电，VCr下降，iLr上升，此阶段的等效电路如图6.3.2(f)所示。当t=t5时，VCS达到Vo。 (7) t5t6从t5开始，VCS被钳位在VO，即VCsmax=VO。电源继续经L、Lr 、Cr 和VD3向负载供电，电容Cr继续放电。t= t6时，电容电压VCr降到零，同时电感电流iLr上升到iin，此阶段的等效电路如图6.3.2(g)所示。(8) t6t7 从t6开始，变换器重新工作在PWM状态，此阶段的等效电路如图6.3.2（a）所示。当t= t7时，开关VT导通，下一个开通周期到来。由上面各工作阶段分析可知：在开关VT导通时刻，由于iLr=iin，电感电流不能突变，使得开关管电流ic从零开始增加；在开关VT关断时刻，由于VCs =0，电容电压不能突变，开关电压Vce从零开始上升，从而实现零电流开通和零电压关断，并且最大开关电压Vce,max被钳位在VO。 （a）t0 （b）t0-t1 （c）t1-t2 （d）t2-t3 e）t3-t4 （f）t4-t5（g）t5-t6图 6.3.3无源无损吸收Boost变换器的工作模态2. 主要元件参数的选择原则无源无损LCD缓冲电路的作用是减缓主功率开关管的电流及电压上升速率，使功率开关管工作在准零电流导通和零电压关断状态，减小开关损耗，但不能影响变换器的正常工作，为此，LCD缓冲电路元件参数的选择应依据以下原则：（1）缓冲电感Lr的选择原则Lr的作用是限制二极管VD的反向恢复电流，且可为功率开关管提供零电流开通的条件，因此，电感Lr应适当大一些，否则，一方面开关管开通后的电流上升速率变快，di/dt很大，使得EMI增大；另一方面，不可能有效限制二极管VD的反向电流，且在功率开关管两端电压较高时，就将有很大的电流流过，造成功率开关管产生较大的开通损耗。但是Lr也不宜过大，否则将使缓冲电路的作用时间过长，开关电流上升缓慢，从而造成占空比损失，影响电路的正常工作。对于Lr的选择应遵循这样的原则，即要求开关导通后Lr上电流从iin下降到0的时间t要大于二极管VD的最大反向电流恢复时间trr，即 （6.3.3）（2）缓冲电容的选择原则电容Cs可使开关管实现准零电压关断，其值不能太小，否则在开关管关断期间，开关管电流从最大开始下降时，由于其电压的快速上升，将产生很大的关断损耗；Cs的选取也不宜太大，否则开关关断后其电压上升时间过长，相当于增加了占空比，影响了变换器的正常工作。Cs的具体选择可参照6.2.2节缓冲电路二的相关设计。在开关管开通过程中，为了减小缓冲电路对变换器正常工作的影响，要求电容Cs的放电时间t1-2和谐振时间t2-3尽量短。在选定Cs的情况下，为了减小t1-2，根据式（6.3.1）可知：Cr的取值应尽可能大。但Cr又不能取得过大，因为根据式（6.3.2）可知：谐振时间t2-3随着Cr的增大而增加，因此，为不影响变换器的正常工作，在Lr和Cs已确定的情况下，可根据t1-3 C1, Cs2 C2，从而抑制了C1和C2两端电压的上升率，使关断过程软化了，即实现了开关管的软关断。开关管两端的电压为 (6.3.6) 经过缓冲作用时间2开关管漏源电压上升到Vi，故由上式可得等效电容的计算表达式为 (6.3.7)图6.3.7 开关管关断缓冲电流流向VD1、VD2开始导通后，励磁电流iL将从缓冲电路转移到钳位二极管，直到t5时刻iL下降到0，去磁结束。iL续流流向如图6.3.8所示。电感电流iL波形如图6.3.5中t4t5所示。图6.3.8缓冲电路作用结束励磁电流续流励磁电感去磁结束后，由于VC1=VC2=Vi，电容C1、C2通过变压器向电源放电，变压器原边两端电压为Vi，极性上负下正，变压器励磁电流反向增加。直到t6时刻，电容C1、C2的电压下降到VC1=VC2=0.5Vi时，变压器原边两端电压减小为0，励磁电流增加到最大值，变压器原边电流iL波形如图6.3.5中t5t6所示。但由于变压器原边电流不能突变，在励磁电流的作用下，C1、C2继续放电，励磁电感电流开始减小；电容C1、C2的电压VC1、VC2小于0.5Vi，将有一个正向电压加在变压器原边两端，此时，二极管VD4、VD5同时导通，变压器原边绕组被短路到零，电容C1、C2的电压增加到VC1=VC2=0.5Vi，VD4截至；由于变压器原边电流还未下降到零，在励磁电流的作用下，C1、C2仍继续放电，电容C1、C2的电压VC1、VC2又下降到小于0.5Vi，二极管VD4、VD5又同时导通，电容C1、C2的电压又回到VC1=VC2=0.5Vi，就这样经过多次振荡，直至电感电流减小到0，电容C1、C2的电压稳定到VC1=VC2=0.5Vi。电感电流iL波形如图6.3.5中t6t7所示。去磁结束后电流流向如图6.3.9所示。通过仿真可同样发现t6t7阶段开关管上的电压变化为一振荡过程。励磁电感去磁结束后，在t5时刻，VC1=VC2=Vi，变压器原边两端电压为Vi，极性上负下正；随后，电容C1、C2通过变压器向电源放电，其两端电压下降，变压器励磁电流反向增加，施加在变压器原边的反向电压也随着减小；直到t6时刻，电容C1、C2的电压下降到VC1=VC2=0.5Vi，变压器原边两端电压减小为0，反向励磁电流增加到最大值（变压器原边电流iL波形如图6.3.5中t5t6所示）；此后，C1、C2将在励磁电流的作用下继续放电，励磁电流开始减小并直至到零，电容C1、C2两端的电压VC1、VC2将小于0.5Vi，使得有一上正下负的正向电压加在变压器原边两端，致使VD4导通，VD5截止。开关管两端电压持续下降直到变压器原边电感电流为零，此后电压保持不变，直到下一个开关周期到来。变压器原边电流iL波形和开关管上电压波形如图6.3.5中t6t7所示。励磁电感去磁结束后，在t5时刻，VC1=VC2=Vi，变压器原边两端电压为Vi，极性上负下正；随后，电容C1、C2通过变压器向电源放电，其两端电压下降，变压器励磁电流反向增加，施加在变压器原边的反向电压也随着减小；直到t6时刻，电容C1、C2的电压下降到VC1=VC2=0.5Vi，变压器原边两端电压减小为0，反向励磁电流增加到最大值（变压器原边电流iP波形如图6.3.5中t5t6所示）；此后，C1、C2将在励磁电流的作用下继续放电，此时VD4导通，VD5截止，导通励磁电流开始减小并直至到零，电容C1、C2两端的电压VC1、VC2将小于0.5Vi，使得有一上正下负的正向电压加在变压器原边两端，电源又开始对电容和电感同时充电，电感电流正向增加，变压器原边电感电压逐渐减小到0，接着电感电流又开始减小直至到0，这时变压器原边承受一个较小的负电压，此时VD4截止，VD5导通，这样又回到了t5时刻的初始状态，只不过变压器原边电压很小了。就这样一直振荡直到电感电流和变压器原边电感电压下降到0，振荡结束，开关管两端电压维持在0.5Vi不变，直至下一个开关周期到来。变压器原边电流iP波形和开关管上电压波形如图6.3.5中t6t7所示。图6.3.9 去磁结束后电流流向2. 主要元件参数的设计考虑在实际应用中缓冲电路的参数需要优化选择，以求整个电路的损耗最小、成本最低。(1) 缓冲电容的选择缓冲电路的作用时间2应小于开关管的关断时间，在满足此条件下，缓冲电容可按式(6.3.7)计算取值。缓冲电容的耐压应不低于电源电压Vi，另外，由于缓冲电容在缓冲过程中流过相对较大的峰值电流和有效值电流，因此，应选择能承受相应电流的电容。即选择di/dt耐量大的电容。通常，箔电容能承受大的峰值和有效值电流，而金属化电容则相对小，其中的双金属化电容的承受电流耐量相对大些。通常，电容的数据手册中均介绍各种电容的适用范围。(2) 谐振电感的选择由于Cs1，Cs2电压上升到Vi的过程在开关管导通期间完成，因此，初始化时间1应小于开关管最小导通时间，即 (6.3.8)同样，根据LC谐振电路原理，在已知初始化时间1和缓冲电容值后，可以得到谐振电感的电感量为 (6.3.9) (3) 缓冲电路的损耗缓冲电路的初始化峰值电流为 (6.3.10)缓冲电路的初始化电流有效值为 (6.3.11)将式(6.3.8)，(6.3.10)代入式(6.3.11)得： (6.3.12)当开关周期T，Vi、Cs确定后，缓冲电路的初始化电流有效值随谐振电感量的增加而下降，因此选择相对大的电感有利于初始化电流有效值的减小。缓冲电路的附加损耗主要为缓冲电路初始化过程中谐振电感上的损耗，主要表现为磁性材料的磁滞损耗和绕组电阻造成的损耗，损耗均随初始化峰值电流增加而增加；缓冲电路中阻断二极管VD3的损耗，主要表现为导通损耗及反向恢复损耗，这一损耗随复位峰值电流增加而增加；开关管的附加导通损耗，为初始化电流有效值在开关管导通电阻上产生的损耗，随初始化电流有效值增加而增加。若变换器输入采用PFC，变换器的输入电压则相对稳定(400V)，开关管的最小导通占空比可以接近0.5，初始化电流的峰值和有效值均最小，缓冲电路的附加损耗也最小。缓冲电路的初始化时间与初始化电流有效值之间的关系可由式(6.3.13)表达。将式(6.3.9)代入式(6.3.10)整理后得： (6.3.13)由式(6.3.13)可以看到，初始化电流随初始化时间的减小而增加，这表明尽可能地增加初始化时间，有利于减小缓冲电路带来的附加损耗。6.3.3能量回馈缓冲电路的组成和原理能量回馈缓冲电路可以得到低的钳位电压，并且无损耗，如图6.3.10所示。这种方法要求变压器额外绕制一个绕组Nr，与正激变换器的能量回馈线圈比较相似，比LCD缓冲电路少一个元件。图6.3.10 能量回馈缓冲电路当开关管VT1关断时，变压器的初级电流初始时通过VD1和C传导，开关管电压为Vi+Vc，VD2反向偏置，钳位绕组中无电流流过，漏感的能量暂时储存在电容中。假设电容C足够大，电压在每个周期中均保持不变。开关管导通时，电容对钳位绕组进行充电，直到电容电压降到输出反射电压为止。然后，再通过输入电压对初级电感进行充电。开关管导通后，VD1反向偏置，电容的电压基本与钳位绕组电压一致，即 (6.3.14)钳位电压依赖于钳位绕组的匝数，它必须大于输出反射电压，以便将能量传递到次级，否则，能量将传递到电容C，因此，钳位绕组： (6.3.15)开关管电压 (6.3.16)开关管电压由钳位绕组的匝数决定，与漏感或负载电流无关，但随输入电压变化而改变较大。能量回馈缓冲电路的钳位电压较低，且不会产生损耗，不需要额外的磁芯，只需在变压器中多绕制一个绕组，开关管电流应力小于LCD缓冲电路。6.4 有源缓冲钳位电路的组成原理与设计前面讲述的缓冲电路均由无源元件构成，6.4.1 有源缓冲钳位电路的组成和原理有源钳位技术省去了传统复位电路中所需的附加绕组或有能量消耗的RCD复位电路。其电路原理和波形如图6.4.1和6.4.2所示。这种变换器每个PWM周期可分为6个开关模式，其等效电路如图6.4.3所示。在分析之前，先假定所有元器件都是理想的，而且Lf和钳位电容CC足够大，将其作为电流源IO和电压源VCc处理。 图6.4.1 有源钳位正激变换器图6.4.2 有源钳位正激变换器及原理波形 (a)（0t1） (b)（t1t2） (c)（t2t3） (d)（t3t4） (e)（t4t5） (f)（t5t7）图6.4.3 有源钳位正激变换器各种开关模式的等效电路在t=0之前，主开关S1关断，钳位电容上的钳位电压为VCc=dVi/(1-d)。与此同时，钳位开关管S2也关断，二极管VD1被反偏置而关断，流过钳位电容的电流iCc=0。 开关模式1（0t1，见图6.4.3（a）在t=0时刻，来自控制器的驱动信号使S1导通，变压器原边绕组两端的电压uN1=Vi，整流管VD1开通。变压器磁心正向激磁，励磁电流im(t)=im(t0)+Vi(t-t0)/Lm，由第三象限的某一值向第一象限过渡，变压器的输入电流iN1=im+IO/n，副边整流二极管VD1导通，续流管VD2阻断，能量由输入电源经过变压器传到负载。其中，主开关管S1上的电压uS1=0，钳位开关管S2上的电压为Vi+VCc。开关模式1的持续时间为：t1-t0=dT。 开关模式2（t1t2，见图6.4.3（b） 在t1时刻，主开关管S1的结电容CS电压uCs=0，S1软关断，S2 和VDC仍处于关断状态，整流管VD1继续导通，此时，折算到初级的负载电流IO/n和励磁电流im同时给S1的结电容CS充电，一般imIO/n，因此uCs从零开始线性上升，其中uCs(t)=IO(t-t1)/nCS，im(t)= im(t1)+Vi(t-t1)/ Lm-IO(t-t1)2/2nLmCS，在t2时刻，电容CS上的电压上升到输入电压Vi，开关模式2结束，此时变压器励磁电流达到正向最大值Im(+)=im(t0)+VidT/Lm+nCsVi2/(2LmIO)。开关模式2的持续时间为：t2-t1=nCSVi/IO 开关模式3（t2t3，见图6.4.3（c）在t2t3时段内，初级的电流不再包括负载电流，即iN1(t)=im(t)=Im(+)coswm(t-t2)，这时励磁电感与CS谐振，结电容CS上的电压uCs上升，uCs(t)=Vi+Im(+)Zmsinwm(t-t2)，其中Zm=(LM/CS)1/2是励磁电感和结电容的特征阻抗；wm=1/Zm是励磁电感和结电容的谐振角频率。加在变压器的初级绕组的电压为反向电压，即励磁电流开始由正向最大值Im(+)减小，磁心开始复位。在这个阶段，次级绕组的电压也为负，整流管VD1关断，负载电流经过续留二极管VD2续流，此时，在t3时刻，CS的电位uCs=Vi+VCc，励磁电流im(t3)= Im(+)1-VCc/(Im(+)Zm)21/2 ，开关模式三结束。这个阶段持续时间为：t3-t2=sin-1(VCc/Im(+)Zm)/wm。 开关模式4（t3t4，见图6.4.3（d）在t3时刻，CS的电压uCs上升到Vi+VCc时，钳位二极管VDC被正向偏置导通，励磁电流流经钳位二极管VDC，钳位开关两端的电压变为零，主开关的电压被钳制在Vi+VCc，即uCs(t)= Vi+VCc，这样可以限制主开关的电压应力，负载电流继续流经二极管VD2续流。此时，加在变压器初级绕组上的电压为-VCc，变压器励磁电流继续下降，im(t)=im(t3)-VCc(t-t3)/Lm。由于t3时刻钳位二极管VDC导通，将钳位开关管S2的电压钳位在零处，这样就可以实现S2的零电压开通。在t4时刻，励磁电流下降到零，开关模式4结束。这个阶段的持续时间为：t4-t3=Lmim(t3)/VCc。 开关模式5（t4t5，见图6.4.3（e） 在开关模式5中，钳位开关管S2处于开通状态，钳位二极管VDC截止。励磁电流开始经过钳位开关管S2反向流动，im(t)=VCc(t-t3)/Lm。在t5时刻，也就是当励磁电流为-im(t3)时，关断S2，由于钳位电容和结电容的存在，钳位开关管两端的电压不能突变，故S2是零电压关断。开关模式5的持续时间为：t5-t4=Lmim (t3)/VCc。 在t3t5阶段，由于变压器磁能与钳位电容的磁能相互交换，CC产生充放电的过程，使VCc 有所变化，其变化量为u，u为CC上的纹波电压值，主开关电压被钳位在Vi+VCc+u，若开关频率越高，则u越小，当uVCc，则可认为钳位电容上的电压基本恒定。钳位电容电流-iCc=im，im由第一象限向第三象限过渡。这就是磁通复位的过程。该时段电路的主要特征是钳位开关管导通，钳位电路运行，变压器磁通复位。 开关模式6（t5t7，见图6.4.3（f） 在开关模式6中，S1仍为关断状态，在t5时刻，钳位开关管S2被驱动关断，变压器励磁电感与S1的结电容再次谐振，使CS放电，且uCs从Vi+VCc开始谐振下降，在t5t6时段，CS上的电压为ViuCs(t) =Vi+VCccoswm(t-t5)-Zmim(t3)sinwm(t-t5)Vi+VCc，因为uN1= uCs-Vi，可以看出uN1会随着uCs的下降而下降，所以励磁电流的下降趋势变得相对比较缓慢，im(t)=-im(t3)coswm(t-t5)- VCcsinwm(t-t5)/Zm；在t6时刻，CS上的电压下降为Vi，这个过程持续的时间为：t6-t5=tg-1VCc/Zmim(t3)/wm；在t6t7时段，uCs从Vi开始谐振下降，所以在这个阶段内，加在励磁电感两端的电压为正向电压，励磁电流开始反向增加；在t7时刻，uCs=0，S1的体二极管导通，即uCs被钳位在零，为下个周期主开关零电压开通创造了条件。在t5t7时间段内，副边续流二极管VD2续流导通。在t7时刻，开通主开关管S1，开始下一个开关周期。有源钳位虽然有着许多优点，但是如果有源钳位电路设计不准确，在输入电压和负载瞬间变化时，尖峰钳位电压和励磁电流会使初级侧开关承受过大的电压应力并使铁心饱和。另外可能会产生的一个问题是，当主开关开通时，瞬间的正向励磁电流会使钳位开关的体二级管导通，又由于钳位电容和钳位开关体二级管的低阻抗电流路径，这样Vi 、VDc、S1就形成了通路，导致整个电路的失败。而采用自动复位技术不会产生上述的问题，同样也可消除变压器饱和，限于篇幅，这里不再就自动复位技术进行介绍，读者可查阅有关文献资料。6.4.2 有源钳位电路主要元件参数设计考虑电路设计包括主电路设计，辅助电路设计及控制电路设计，与普通的单端正激PWM变换电路的设计相比，有特殊性也有共同点，其基本的设计步骤如下。（1）根据输入输出电压和输出电流，选定主电路的拓扑形式，开关器件的种类和开关频率fs，以及变压器磁芯材料的种类和铁心的形式。（2）确定最大占空比Dmax。输入电压Ui与开关管漏源电压Uds有以下关系。 （6.4.1）因为在最高输入电压Uimax和最高输出电压Domax时有最大占空比Dmax，所以我们可以规定Uimax，然后由式（6.4.1）求出Dmax。（3）主开关管选择。主开关管Tr1的电流有效值为 （6.4.2）漏源电压由下式求出，即 （6.4.3）（4）谐振电容C实现零电压转换的条件是谐振周期要大于两倍的关断时间，即 （6.4.4）所以，谐振电容C为 （6.4.5）（5）辅助开关Tr2的选取。Tr2的电流容量一般是Tr1的二分之一到三分之一。电压定额相同或稍低一些。（6）控制电路。可采用集成控制芯片。从上述的讨论可知，有源正激变换器具有如下优点，主开关管和钳位开关管可以在零电压下完成开关过程，减小了功率开关管上过高的电压应力；占空比可大于0.5；有源钳位可使磁芯自动复位，无须加复位电路；提高磁芯工作利用率。主要缺点是增加了钳位开关，增加了控制电路的复杂性，在电路设计上需要给出一个与主功率开关管驱动电路隔离的能给出可控占空比信号的驱动电路；另外，主功率开关管的零电压条件明显与负载有关。6.5 本章小节以上分析了RCD缓冲电路、LCD缓冲电路和能量回馈缓冲电路，并进行比较，表6.5.1给出了三种缓冲电路的比较结果。表6.5.1 三种缓冲电路的比较RCDLCD能量回馈简单性及成本最简单昂贵简单损耗损耗无损无损钳位电压与输入电压的关系不相关不敏感线性钳位电压与负载电流的关系相关不相关，但与漏感相关不相关宽输入电压范围最适合适合不适合开关管电压高低低开关管电流低高中额外磁芯不需要需要不需要RCD缓冲电路是一种低能耗缓冲电路，目的是耗散过电压的能量。LCD缓冲电路和能量回馈缓冲电路均能有效地降低开关管的尖峰电压，并能将变压器漏感储存的能量全部返回到输入电源，大大提高了电源的转换效率。