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电气传动2013年 第43卷 第3期 EI CTRIC DRIVE 2013 Vo1 43 No 3 一种用于永磁同步电机的高性能调制方式 张国荣 漫自强 教育部光伏系统研究中心 合肥工业大学能源研究所 安徽合肥230009 摘要 目前永磁同步电机驱动主要采用连续空间矢量脉宽调制方式 这种驱动方式在高调制度时具有较高 的纹波电流及开关损耗 过调制时输出电压与给定电压也不再是线性关系 因此能找到解决以上问题的调制方式 是十分有意义的 提出了一种综合调制方式 根据不同调制方式的特点将其结合起来以解决上述问题 在Matlab Simulink中进行仿真并验证了这种方法的可行性 关键词 连续空间矢量调制 断续空间矢量调制 空间矢量过调制 开关损耗 谐波电流 电压增益 中图分类号 TM351 文献标识码 A High Performance Modulation for Permanent Magnet Synchronous Motor ZHANG Guo rong MAN Zi qiang The Energy Institute ofH咖 University of Technology Research Centerfor Photovohaic System Engineering n f of Education Hefei 230009 A nhui China Abstract At present it S always using the SVPWM for drive of PMSM which has high ripple current and switching loss in a high modulation and the output vohage with the given voltage is not linear relationship in over modulation SO to find a solution to solve the above problems is of great significance A hybrid modulation was preseuted combining the different modulation according to their characteristics to solve the above problems Finally the feasibility of this method was verified in Madab Simulink Key words continuous space vector modulation discontinuous space vector modulation space vector over modulation switching loss harmonic eun ent voltage gain l 引言 永磁同步电机 PMSM 由于其体积小 重量 轻 功率密度高 动态性能好 能实现高精度 高 动态性能 大范围的位置和速度控制 因此具有 良好的应用前景 已经广泛用于电动汽车 直驱 式风机 数控机床等场合 目前主要的控制策略 有恒压频比开环控制 矢量控制 直接转矩控制 滑模变结构控制 自适应控制 模糊控制 神经网 络控制等 其中 矢量控制和直接转矩控制广泛 应用于高性能的闭环调速控制系统 相较于直接 转矩控制 矢量控制下电流波形平滑 逆变器开 关频率恒定fl 具有更宽的调速范围 并且应用也 更加成熟 传统的电机驱动通常只采用SVPWM调制 在调制系数较高时不但会有较高的开关损耗和 纹波电流 而且直流电压利用率也低于方波逆变 器 不能满足电机的高性能控制要求 故本文提 出一种在全调制范围内具有较高性能的综合脉 宽调制方式 2 PMSM建模 永磁同步电机在d q坐标系下的模型 定子 电压回路方程为 ud R to 乏 P 1 l l R L 厶J l J 电磁转矩方程为 p 一 p Ld Lq IdIq 2 式中 Ud 分别为d轴和g轴电压 厶 厶分别为 d轴和q 轴电流 分别为d轴和g轴的同步 电感 R 为每相定子绕组电阻 为转子磁链幅 值 为电磁转矩 to 为转子角速度 P为转子极 作者简介 张国荣 1963一 男 研究员 硕士生导师 博士 Email zhanggrcao 163 eOITI 18 张国荣 等 一种用于永磁同步电机的高性能调制方式 电气传动2013年 第43卷第3期 对数 从式 2 可以看出 PMSM输出的电磁转矩只 取决于定子直 交轴电流厶 厶 特别对于表贴式 永磁同步电动机 采用 O矢量控制方式就可以 实现最大转矩比电流控制 2 并且电磁转矩方程 简化为 L p 3 可见电磁转矩与q轴电流为线性关系 实现了转 矩的精度控制 3综合脉宽调制方式 3 1空间矢量脉宽调制方式分析 首先定义调制系数m为 4 式中 为逆变器直流侧电压 为逆变器输出 相电压基波幅值 空间矢量调制广义上可分为连续空间矢量 调制 SVPWM 和断续空间矢量调制 DPWM 由 文献 3 可知开关损耗因数 SLF 谐波畸变因数 HDF 电压增益 G 是评价驱动性能的主要参 数 目前应用较多的是SVPWM方式 其相对于 SPWM方式具有较高的直流电压利用率和较低 的输出谐波电流 DPWM方式每个基波周期有 1 3周期时间开关状态不变 故其相较SVPWM 具有更小的开关损耗特性 并且由文献 4 可知 当 调制系数m较小时 SVPWM相较DPWM具有更 好的波形特性 当调制系数较大时 DPWM具有更 高的电压增益 并且通过载波频率的调整能具有优 于SVPWM的波形特性 因此驱动器为了获得较高 的性能必须采用以上两种调制方式的组合 3 2调制模式第1切换点 从调制波角度看 不同DPWM方式的区分是 由于调制波所加入零序分量的不同闻 DPWM方 式的选择和负载的功率因数有关 永磁同步电机 在全速范围内具有较高的功率因数 故采用DP WM 时具有最低的开关损耗 文献 5 提出了一 种DPWM 的快速算法 调制波形如图1所示 珧 图1 DPWM 调制波形 Fig 1 DPWMl modulation waveform SVPWM和DPWM切换点的确定应该有2 个依据 1 充分利用SVPWM低调制度谐波电流小 的优势 2 在不增加谐波电流的情况下充分利用 DPWM的低开关损耗特性 图2为DPWM载波 频率为SVPWM载波频率1 5倍时的HDF曲线 特性 圈2 DPWM 和SVPWM的HDF曲线 Fig 2 HDF eu les of DPWMl and SVPWM SVPWM和DPWM1的HDF公式分别为 肋 嗍 m 手 肌 z m 一 64 rr 5 16 1T 肋 硎 m 手 2 6 笪 m 4 6 由式 5 式 6 计算可得SVPWM和DPWM切换 点为m O 69相较SVPWM的开关损耗最多可减 少25 E引 并且具有更小的谐波电流 3 3调制模式第2切换点 电压增益定义如下 G V IV2 mlm 7 式中 为给定输出电压基波幅值 m 为给定调 制系数 DPWM 过调制区域的给定调制系数m 与实 际调制系数m之间的关系如下式 一 V 盯 T 一争州 m 一in 赤 志 8 二者关系曲线如图3所示 图3 DPWM 过调制区给定调制系数m 与实际调制系数m关系 Fig 3 Relationship of siren modulation factor m and the actual modulation factor m in over modulation of DPWM1 19 电气传动2013年 第43卷 第3期 张国荣 等 一种用于永磁同步电机的高性能调制方式 由图3可知 当调制系数m 0 907时 m m 即电压增益G I 此时如果再使用DPWM 调制 给 定电压和输出电压就不再是线性关系 过调制算法 能够有效提高逆变器的输出基波电压幅值 对缩短 电动机的动态响应时间 扩大稳态运行区域嘲是十 分有意义的 故m 0 907应作为第2切换点 本文采取文献 7 中的SVPWM过调制算法 这种算法不但可以在整个过调制区域内达到给定 电压的线性输出 调制系数可达到1 而且相较于 文献C8 91 在实现中不需要DSP离线储存大量数 据 避免了由于存储表格所造成的非线性误差因 素 SVPWM从线性调制区域到过调制区域的调制 波形及逆变器输出 相电压波形如图4所示 0 0 05 0 1 0 15 0 2 0 25 0 3 gs a PwM调制波 眺 b 相电压波形 图4 SVPWM全范围调制波形 Fig 4 The full range of modulation wavefoFnls of SVPWM 综上可得综合脉宽调制方式的转换条件如 图5所示 图5综合脉宽调制方式选择图 Fig 5 Hyhird pulse width modulation mode selection 4综合脉宽调制方式仿真 如图6所示 通过Matlab Simulink进行双闭 环调速控制系统的仿真 实时计算调制系数选择 不同的调制方式 文献 10 提供了4种不同的 PMSM建模方法 本文选用电机参数为 R 2 875 Q Ld 15 35 e H O 281 Wb I 0 74e一3 kg m2 p 2 SVPWM调制频率f lO kHz DPWM 调制频率 15 kHz 逆变器直流侧电压 dc 540 V 启动电机时加初始转速n 2 100 r rain 20 负载转矩 l 5 0 N in 此时电机A相电压幅值为 U 147 6 V 调制系数m 0 43 故由图5可知选 择SVPWM调制方式 0 2 S时转速上升到n 3 300 r min 负载转矩孔 8 0 N ITI 则U 241 3 V m 0 701 选择DPWM 调制方式 O 4 S时转速 上升到n 5 100 r min 负载转矩下降到 6 0 N ITI 则 342 9 V m O 997 调制方式为 SVPWM过调制 图7为电机运行0 6 S的逆变器 调制波形 输出A相电压 电流和转矩 转速波 形 可以看出 不同调制方式之间转换平滑 图6 PMSM控制系统仿真图 Fig 6 Simulation block diagram of PMSM control system 0 0 1 O 2 0 3 0 4 O 5 0 6 as a PWM调制波 s b A相电压波形 冒 善 一1 t s c A相电流波形 6 s d 电磁转矩波形 tfs e 转速波形 图7不同调制系数下逆变器的工作波形 Fig 7 Inverter working wavefoITns of different modulation factor 6 4 2 O 吩 张国荣 等 一种用于永磁同步电机的高性能调制方式 电气传动2013年 第43卷第3期 对图7中DPWM 调制的A相电流进行谐波 分析 可得图8a 若把上述综合脉宽调制中0 69 m 0 907段的DPWM 调制也换成载波频率10 kHz的SVPWM调制 经仿真并对A相电流进行 谐波分析可得图8b 对比二者可知 DPWM 调制 方式的谐波电流含量小于SVPWM调制 j驾 馨 Im 鹊 趔 馨 Fundamental 110Hz1 9 488 THD 0 30 Hz b m 0 701时SVPWM调制方式下 相电流谐波分析 图8谐波电流分析 Fig 8 Analysis of harmonic current 5结论 本文提出了一种综合脉宽调制模式 深人分 析并确定了不同调制方式的切换点 从而得出了 一种在0 m 0 907范围内具有较小纹波电流 和开关损耗 在整个调制范围内可以线性输出给 定电压的综合脉宽调制方式 满足高性能电机控 制的要求 通过对PMSM双闭环调速系统的仿 真 验证了所提出的综合脉宽调制方式的可行 性 对于降低转矩脉动和扩展电机运行范围具有 重要意义 参考文献 李耀华 刘卫国 永磁同步电机矢量控制与直接转矩控制比 较研究 J 电气传动 2010 40 10 9 12 17 2 王成元 夏加宽 孙宜标 现代电机控制技术 M 北京 机械 工业出版社 2008 3 Ahmet M Hava Russel J Kerkman Thomas A Lipo Simple Analytical and Graphical Methods for Carrier based PWM VSI Drives J IEEE Transactions on Power Electronics 1999 14 1 49 61 4 Ahmet M Hava Russel J Kerkman Thomas A Lipo A Hish performance Generalized Discontinuous PWM Algorithm J J IEEE Transactions on Industry Applications 1998 34 5 1059 1071 5 文小玲 尹项根 张哲 三相逆变器统一空间矢量PWM实 现方法 J 电工技术学报 2009 24 10 87 93 6 李计亮 高琳 刘新正 等 过调制算法在永磁同步电机弱磁 调速系统中的应用 J 微电机 2010 43 12 43 47 7 Nho N V Youn M J Two mode Overmodulation in Two level Voltage Source Inverter Using Principle Control Between Limit Trajeetories C Power Electronics and Drive Systems The Fifth International Conference 2003 1274 1279 8 王旭东 张思艳 余腾伟 SVPWM过调制中控制角算法的 分析与应用 J 电机与控制学报 2010 14 12 63 67 74 9 吕敬 张建 文王晗 等 SVPWM过调制算法的理论分析与 实验应用 J 电气传动 2011 41 8 7 11 1 皇甫宜耿 刘卫国 马瑞卿 非线性永磁同步电机建模方法与仿 真 J 电气传动自动化 2008 30 6 30 33 收稿日期 2012 03 08 修改稿日期 2012 09 25