电动车充电器研究与设计

目录摘要 IABSTRACTII1 绪论 .11.1 研究背景 .11.2 研究意义 .11.3 国内外发展现状 .11.4 主要研究内容 .22 系统方案设计 .32.1 设计的基本原理 .32.2 设计方案与选型 .32.2.1 整流滤波的设计方案与选型 .32.2.2 功率因数校正电路的设计方案与选型 .42.2.3 功率因数校正控制方式的设计方案与选型 .62.2.4 DC/DC 电路 .83 系统硬件设计 .153.1 Boost APFC 主电路的硬件设计 .153.1.1 功率因数的定义 .153.1.2 主电路参数设计 .163.2 Boost APFC 控制电路的硬件设计 .183.2.1 单周期控制 Boost PFC 电路的工作原理 183.2.2 单周期控制 Boost PFC 变换器稳定性分析 203.2.3 Boost PFC 电路数学模型的建立 213.2.4 控制电路设计 .233.3 DC/DC 降压电路 .273.3.1 Buck 变换器工作原理分析 .283.3.2 Buck 变换器参数计算 .293.4 DC/DC 控制电路 .303.4.1 传递函数的建立 .303.4.2 校正网络设计 .303.5 总电路图 .324 系统仿真 .334.1 Boost APFC 电路仿真 .334.2 DC/DC 降压电路仿真 .34结束语 .38致谢 .39参考文献 .40附录 .41摘要关于电动汽车充电器的研究与设计是电动汽车控制系统研究中很重要的一环。针对这一领域，设计了一款电动汽车车载充电器。为满足电动汽车蓄电池无损伤快速充电的需求，将大功率开关电源变换技术应用于电动汽车车载充电器中。将有源功率因数校正电路与 DC/DC 电路相结合，以达到预期效果。并结合实际充电要求，给出了电动汽车车载充电系统的总体设计方案，并就方案中涉及到的升压式 APFC 电路、DC/DC 电路及 PID 控制电路做了具体介绍。尤其是在 DC/DC 电路的设计环节，在该环节中列举了几种设计方案，并且对各方案进行了分析与比较。最后，利用 Matlab 软件中的 Simulink 模块对该车载充电系统模型进行建模与仿真。试验结果表明，该车载充电器设计方案满足各项设计要求，并且具有实际应用价值。关键字：电动汽车 车载充电器 DC/DC 电路 PID 控制器ABSTRACTAbout the research and design of the electric vehicle charger is a very important part of the electric vehicle control system.For this field,I designed an charger of electric vehicle.In order to fast charge without damage, the battery of electric vehicle use of High-power switching power conversion technology.In order to achieve the desired results,combined with active power factor correction circuit and DC / DC Converters.And combined with the actual charging requirements,design of electric vehicle charging system design,Specific introduction on the circuit involved in the program,such as the Boost-APFC circuit,DC / DC Converter and PID control circuit.Especially in the part of DC / DC converter design,listed several design plan.And a description and comparison of design plan.Finally,Used the Simulink of the Matlab,to modeling and simulation for the charger of electric vehicle that designed.The results showed that the charger of electric vehicle for designed to meet all the design requirements,and has the value of the application.Key words: Electric vehicles The charger DC / DC Converter PID controller1 绪论1.1 研究背景电动汽车车载充电器是一种专为电动汽车的车用电池充电的设备，是对电池充电时用到的有特定功能的电力转换装置。随着电子技术的飞速发展，蓄电池已经日益广泛的运用在交通运输、电力、通信等部门的设备中，它已经成为最重要的关键系统部件之一。它的安全可靠运行直接关系到整套设备的可靠运行。蓄电池的充放电过程以及蓄电池系统的可持续放电时间也会影响整个系统的可靠性。而随着汽车行业的日益壮大，电动汽车已经成为一个很重要的发展方向。所以，对于蓄电池的相关研究越来越广泛。而作为蓄电池的充电设备的车载充电器则是电动汽车研究必不可少的一个环节。1.2 研究意义从八十世纪到现在，全球的汽车工业经历了从无到有长远的发展。汽车在人类的工作、生活中成为不可或缺的工具，然而在创造无限经济价值的同时，汽车在行驶过程中排放的温室气体已成为全球气候变暖的主要致因，伴随而来的能源枯竭和环境污染更加让国家不堪重负。除了面对传统燃油汽车尾气排放造成的污染，还要面对石油资源的过度消耗所引发的环境与能源问题。电动汽车以其良好的环保、节能特性, 成为当今国际汽车发展的潮流和热点。目前世界上许多发达国家的政府、著名汽车厂商及相关行业科研机构都在致力于电动汽车技术的研究开发与应用推广。车载电动汽车充电器是电动汽车大规模商业化后不可缺少的组成部分, 如何实现车载充电器对蓄电池快速无损伤充电是电动汽车投入市场前必须解决的关键技术之一。1.3 国内外发展现状随着我国充电器市场的迅猛发展，技术工艺的优劣直接决定企业的市场竞争力。了解国内外充电器生产核心技术的研发动向、工艺设备、技术应用对于企业提升产品技术规格，提高市场竞争力十分关键。欧美地区对充电器管控比较严格，品质要求也很高。为了确保安全，充电器会逐步要求增加电池的温度检测、定时关断、过充保护、甚至电池识别等功能。加上电动汽车新标准的实施，国外对充电器符合安规，特别是 EMC 方面也会更严格。美国西北太平洋国家实验室开发的 PNNL 智能充电器可能会成为电动汽车的标准充电器。它能与当地电力公司紧密连接，可以知道当地电力价格，以便让汽车在非繁忙时间充电，这样一年可以为车主节省约 150 美元能源费用，能在电网超负荷时自动停止充电。三洋电机株式会社旗下的三洋能源公司生产的车载智能充电器，具体地说是用于实现车载插头与万能充电器的连接而进行充电，其主要采用车载插头与万能充电器连接，低压极片设置在万能充电器上。在万能充电器上分别设有 USB 接口、mini USB 接口及扩展接口。XtremeMac 公司全新推出的 iPod 车用车载充电器适用于 iPod 所有系列，Car Charge 是一款安全的 iPod 充电器，因为它具有可更换保险丝的设计，可避免因短路所造成的损害。我国电动汽车的相关研究工作经过了“八五” 和 “九五”两个五年计划和 863 计划项目的支持，特别是“ 十五“期间，863 计划项目又对电动汽车进行了重点支持，已取得一批重大成果并正在推动成果转化及产业化，并得到国际社会的广泛认可。随着锂离予电池技术的进步以及对锂离子电池的认识加深，对充电器也会不断提出新的要求，特别是对提高充电效率方面需加强研究。1.4 主要研究内容每种电池都有适合自己的充电特性曲线，一般情况下充电器是不能通用的，也就是说，针对具体的电池，需要采用相应的充电控制策略为电池充电，这给电动汽车补充能量带来了很大的不便。本文的设计目标就是研制一种能够恒压充电的车载智能充电器，这是一种最基本的充电方式。1、首先从设计的具体要求出发，研究确定了电动汽车车载充电器的整体方案。电动汽车车载充电器的指标要求为：1 输入电压：单相 AC220V,50Hz；2 输出电压：DC320V；3 蓄电池电压范围：（200-380）V；4 充电电压纹波：小于 1%；5 输出动率：7kW 。2、在详细分析和研究单相有源功率因数校正原理的基础上，设计出一个大功率有源功率因数校正电路，并用软开关技术减少功率开关管的开关损耗，最后给出电路中升压电感等一系列重要参数的设计。3、设计出一个具有降压功能的 DC/DC 变换器，使电路能够在蓄电池工作电压范围内得到稳定的输出电压。并详细写出电路参数的设计过程。4、用仿真软件对设计电路进行仿真，并给出功率因数校正电路和 DC/DC 降压电路的输出电压波形。2 系统方案设计2.1 设计的基本原理结合当前电动汽车电能供给的典型方式和充电电源的发展状况，文章设计的车载充电系统如图 1 所示。图 1 充电系统基本原理图整个电路主要采用 AC/DC 加 DC/DC 的设计结构。首先通过 AC/DC 变换将交流电能变换为直流电能。然后利用 DC/DC 变换器得到所需幅值的直流输出电压。在设计的电路中，首先将 220V 的交流市电经过电源滤波器。电源滤波器就是对电源线中特定频率的频点或该频点以外的频率进行有效滤除的电器设备。电源滤波器的功能就是通过在电源线中接入电源滤波器，得到一个特定频率的电源信号，或消除一个特定频率后的电源信号。利用电源滤波器的这个特性，可以将通过电源滤波器后的一个方波群或复合噪波，变成一个特定频率的正弦波。电源滤波器是一种无源双向网络，它的一端是电源，另一端是负载。电源滤波器内部电路电源滤波器的原理就是一种阻抗适配网络，电源滤波器输入、输出侧与电源和负载侧的阻抗适配越大，对电磁干扰的衰减就越有效。将得到的稳定正弦波输送到有源功率因数校正电路。有源功率因数校正电路由整流滤波部分、功率因数校正部分、DC/DC 转换部分和控制保护电路组成。通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压的电源变换装置。它直接将电网工频电压经过整流滤波为直流电压，再经主变换电路处理后经输出整流滤波，反馈电路对输出电压进行采样，并把所采样信号送到控制电路进行放大处理，以此调节输出的 PWM 脉冲占空比，最终输出一个纹波电压和稳定性能均符合要求的直流电压。再把得到的直流电压输入到 DC/DC 变换器中。DC/DC 变换器有很多种，根据设计需要选择合适的 DC/DC 变换器。通过调节开关器件的占空比得到规定幅值的直流电压。最后将规定幅值的输出电压输送到蓄电池中，实现恒压充电。2.2 设计方案与选型2.2.1 整流滤波的设计方案与选型整流电路是把交流电能转换为直流电能的电路。按组成器件可分为不可控电路、半控电路和全控电路三种。1) 不可控整流电路完全由不可控二极管组成，电路结构一定之后其直流整流电压和交流电源电压值的比是固定不变的。2) 半控整流电路由可控元件和二极管混合组成，在这种电路中，负载电源极性不能改变，但平均值可以调节。3) 全控整流电路所有的整流元件都是可控的，其输出直流电压的平均值及极性可以通过控制元件的导通状况而得到调节，在这种电路中，功率既可以由电源向负载传送，也可以由负载反馈给电源，即所谓的有源逆变。由于设计采用了功率因数校正技术，整流滤波部分在整个充电器设计中属于开关电源的一部分，且在开关电源的设计中，整流滤波部分只起到整流作用，整个功率因数校正电路共用一套开关管和控制电路。所以本次设计的整流滤波部分选用不可控整流电路即可。2.2.2 功率因数校正电路的设计方案与选型设计的整流、滤波、APFC 电路以及其控制电路的部分都属于开关电源的设计。而开关电源是采用功率因数半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开关元件的占空比来调整输出电压的电源变换装置。它直接将电网工频电压经整流滤波为直流电压，再经主变换电路处理后经输出整流滤波，反馈电路对输出电压进行采样，并把所采样信号送到控制电路进行比较放大处理，以此调节输出的 PWM 脉冲占空比，最终输出一个纹波电压和稳定性能均符合要求的直流电压。1、功率因数校正技术的选择APFC 电路属于开关电源的功率因数校正部分。根据是否用有源器件，功率因数校正可分为无缘功率因数校正技术和有源功率因数校正技术两大类。1) 无缘功率因数校正（PPFC）技术无缘功率因数校正技术是早期应用的一种功率因数校正技术，通常是在电路的整流器和电容之间串联一个滤波电感，或在交流侧接入一个谐振滤波器，构成无源滤波网络，采用无功功率补偿、无功滤波等方法抑制电路中的谐波，从而提高电路功率因数，稳定电网电压，提高电网的供电质量。无源校正电路通常采用无源元件电感、电容组成低通带通滤波器，工作在交流输入电的工作频率，将输入电流波形进行了相移和整形。虽然无源功率因数校正电路的结构简单，但是由于工作在输入电的低频率下，电感、电容的体积就比较大，因而组成的无缘功率因数校正电路部分的体积可能比较大，且它的补偿特性易受电网阻抗、负载特性的影响。会由于和电网阻抗发生谐振而造成电路元件的损坏，不能对谐波和无功功率实现动态补偿，因而它只能在中小功率电源中广泛采用。所以这种方法的优点是：控制简单、效率高、可靠度高、EMI 小、价格低廉。缺点是：增加的无缘器件体积大，笨重且效果不好，功率因数低，对谐波的抑制效果不理想。所以很多场合无法满足谐波标准的要求。2) 有缘功率因数校正（APFC）技术有缘功率因数校正是直接采用有缘开关或 AC/DC 变换技术，在整流器和负载之间接入一个 DC/DC 开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压的波形，从而使电网输入端的电流波形逼近正弦波，并与输入的电网电压同相位。有缘功率因数校正可得到较高的功率因数，总谐波畸变小，可在较宽的输入电压范围内和宽带下工作，体积小，重量轻，输出电压也可保持恒定。它的基本思想是，通过高频变换技术，使设备输入端对电网呈现出电阻特性。这样，输入电流的波形与输入电压的波形就始终能够保持一致，只要电网是正弦的，输入电流也就是正弦的，没有谐波，没有相位差。90 年代以来，有源功率因数校正技术取得了更多进展，国内外的研究机构都提出了一些功率因数校正的软开关技术和新的控制方法；由于变换器工作在高频开关状态，有源功率因数校正技术具有体积小、重量轻、效率高、功率因数可接近 1 等优点。因此，在现阶段，有源功率因数校正技术已具备高性能、低成本等优点，因此得到广泛应用。本设计也将采用有源功率因数技术作为最终选择。2、功率因数校正拓扑电路的选择常见的功率因数校正器的基本电路有：Buck（降压式） 、Boost （升压式） 、Buck-Boost（降/升压式） 、Cuk 和 Flyback（反激式）等变换器。这几种 PFC 拓扑结构的特点如下：1) Buck（降压式）：只能实现降压功能，输入电流不连续，噪声（纹波）大，滤波困难，开关管上电压压力大。2) Flyback（反激式）：输入、输出之间隔离，输出电压可以任意选择，输入简单电压型控制器，适合于 150W 一下的功率要求。3) Buck-Boost（降/升压式）：需要两个电子开关，用一个开关控制驱动，电路比较复杂，一般只应用在中小功率输出的场合。4) Boost（升压式）：电感电流连续，电流畸变率小，储能电感可作滤波器抑制RFI（射频干扰）和 EMI（电磁干扰）噪声，并可防止电网对主电路的高频瞬态冲击，输出电压高于输入电压峰值，电源允许的输入电压范围扩大，通常可以达到（90-270）V；输出电压可以达到 400V，提高了电源的适应性。控制简单，适用于大功率场合的要求，应用最为普遍。通过比较，鉴于 Boost 型电路在大功率电源中的众多优点，Boost 升压结构适合我们作为大功率开关电源的设计要求，是我们最终选择的方案。基本原理图如图 2 所示。图 2 Boost 升压拓扑电路只要开关 S 导通，电感中就有电流通过，且电流逐渐增大，电感储能；当 S 关断时，交流电源和储能电感一起通过二极管 D 向电容和负载供电，这样只要通过对 S 的控制，就可以使得在任何时间内，输入端都有电流流过。如果控制得当，就可以使输入电流呈正弦形状，且与输入电压同相位。2.2.3 功率因数校正控制方式的设计方案与选型1、经典控制方式控制电路根据电感电流是否连续可分为不连续导电模式 DCM 和连续导电模式 CCM两种控制方式。DCM 控制模式功率因数与输入和输出电压的比值有关，当输入电压变化时，功率因数也将发生变化；输入电流纹波较大，峰值电流远高于平均电流，而且开关器件承受较大的应力，导致导通损耗和成本增加，只适合用在小功率场合。CCM 控制模式输入电流纹波小，THD 和 EMI 小，对输入滤波器的要求小，输入电流峰值小，对器件的应力要求就小，相应减小了器件的导通损耗，适用于大功率应用。从上面的分析对比中可以看出，CCM 模式在大功率应用场合具有相对较大的优势，所以此系统 Boost-APFC 电路选择工作在 CCM 模式下。采用 CCM 工作模式，就需要使用乘法器来实现 PFC，当采用乘法器控制时，由于输入电流总带有一些开关频率的纹波，因此必须决定反馈哪个电流，因此产生了三种经典的电流控制方式，即电流峰值控制、电流滞环控制和平均电流控制。这三种控制方式的基本特点如表 1 所示。表 1 三种经典的电流连续控制方式控制方式 检测电流 开关频率 工作模式 对噪声 使用拓扑 备注电流峰值 开关电流 恒定 CCM 敏感 Boost 需斜率补偿电流滞环 电感电流 变频 CCM 敏感 Boost 需逻辑补偿平均电流 电感电流 恒定 任意 不敏感 Boost 需电流误差放大器峰值电流控制（PCMC ）和滞环电流控制（ HCC）实现比较简单，但这两种控制方式与平均电流控制方式相比，都具有很明显的缺点，如果电流峰值和平均值之间存在误差，无法满足 THD 很小的要求；占空比大于 0.5 时系统易产生谐波振荡；开关频率在一个工频周期内不恒定，引起电磁干扰和电流过零点的死去；负载对开关频率影响很大，滤波器只能按最低频率设计等缺点。因此大大影响了其在 APFC 电路中的应用，其中峰值电流控制方式已趋于淘汰。平均电流控制方式比其他两种控制方式相比：开关频率恒定；THD 较小，电感电流峰值与平均值之间的误差小；跟踪误差小，瞬态特性较好；对噪声不敏感，适用于大功率场合应用。但是也存在着自身的缺点，控制电路复杂，接口设计繁琐。2、目前主流控制方式20 世纪 90 年代初由美国加州大学的 Smedley K.M.博士提出的一种大信号、非线性PWM 单周期控制方式，以其抗扰动性能好，动态响应速度快，控制方式简单等优点逐渐占领了功率因数校正技术的主导地位其控制思想是：通过控制开关的占空比，使每个开关周期中开关变量的平均值严格等于或正比于控制参谋量。随着控制技术的发展单周期的概念有所扩展，这种控制的最大特点是能在一个开关周期内有效抵制电源侧的扰动，这种控制技术可以广泛应用于非线性系统的场合，比如脉冲调制、谐振、软开关的变换器等。单周期控制 Buck 变换器原理图如图 3 所示。图 3 单周期控制 Buck 变换器原理图假定输出电压 ，开关频率 为常数。工作原理如下：当开关 S 导通时，二gVssTf/1极管截止，其两端电压为零。因此一个开关周期内二极管上的电压为： ssDTgddtVt00电路开始工作时，由控制器产生恒定频率的开关脉冲，开通开关 S，二极管上的电压经记分器开始积分，当积分器的输出电压 ，达到给定值 ，比较器输出翻转，触dV int inf发器发出关断信号关断开关 S，同时发出复位信号使实时积分器复位为零。由上可以得出： refDTgsTdsd VttVss 001在单周期控制中，占空比 D 由下式决定：（2-1）refTgsts0采用单周期控制时，电压的平均值在每一个开关周期内都与 完全相同，并且与输refV入电压的大小无关。采用单周期控制系统完全抑制了输入电压的干扰，具有良好的直流电压调节特性，当开关频率足够高时，系统可以得到高质量的直流输出电压。可以将单周期控制思想扩展为通用的理论，对各种类型的开关变换器都可以用该技术实现。在实际设计中，可以选择单周期控制技术的芯片来代替控制电路，比如英飞凌的ICE2PCS01 和 IR 的 IR1150S 芯片等。虽然 IR1150S 无论在管脚功能和使用方式上都同ICE1PCS01 极为相似。不过 IR1150S 简化了电流环，可直接使用简单滤波后的电感电流检测值来工作，无需电流环补偿电容。所以本文将采用单周期控制方式的控制芯片IR1150S 对功率因数校正电路进行设计。2.2.4 DC/DC 电路DC/DC 变换器是指能将一定幅值的直流输入电压（或电流）变换成一定幅值的直流输出电压（或电流）的电力电子装置，主要应用于直流电压变换（升压、降压、升降压等） 、开关稳压电源、直流电机驱动等场合。DC/DC 变换是将原直流电通过调整其PWM（占空比）来控制输出的有效电压的大小。DC/DC 转换器又可以分为硬开关和软开关两种。1) 硬开关（Hard Switching）硬开关 DC/DC 转换器的开关器件是在承受电压或流过电流的情况下，开通或关断电路的，因此在开通或关断过程中将会产生较大的交叠损耗，即所谓的开关损耗。当转换器的工作状态一定时开关损耗也是一定的，而且开关频率越高，开关损耗越大，同时在开关过程中还会激起电路分布电感和寄生电容的振荡，带来附加损耗，因此，硬开关DC/DC 转换器的开关频率不能太高。2) 软开关（Soft Switching）软开关 DC/DC 转换器的开关管，在开通或关断过程中，或是加于其上的电压为零，即零电压开关（Zero-Voltage-Switching ，ZVS） ，或是通过开关管的电流为零，即零电流开关（Zero-CurrentSwitching ，ZCS ） 。这种软开关方式可以显著地减小开关损耗，以及开关过程中激起的振荡，使开关频率可以大幅度提高，为转换器的小型化和模块化创造了条件。所以在车载充电器的设计中选用软开关。理论上，按其变换功能可将 DC/DC 变换器分为降压型 DC/DC 变换器（Buck 变换器） 、升压型 DC/DC 变换器（Boost 变换器） 、升- 降压型 DC/DC 变换器（Boost-Buck 变换器）和降- 升压型 DC/DC 变换器（Buck-Boost 变换器）四种基本类型。然而在工程上，依据DC/DC 变换器是否需要电器隔离，又可将其分为有变压器的隔离型 DC/DC 变换器和无变压器的非隔离性 DC/DC 变换器。由于设计的 DC/DC 变换器只需实现降压功能，所以将对具有降压功能的 DC/DC 变换器进行选型。1) Buck 变换器Buck 变换器电路输出电压的平均值低于输入直流电压。电路图如图 4 所示。图 4 Buck 变换器电路图该电路使用一个全控型器件 T，图中为 IGBT，也可使用其他器件。根据电感电流是否连续，Buck 变换器有三种工作模式，分别为连续导电模式、不连续导电模式和临界状态。电感电流连续是指输出滤波电感 L 的电流总大于零，电感电流断续是指在开关管关断期间有一段时间流过电感的电流为零。在这两种工作模式之间有一个工作边界，称为电感电流临界连续状态，即在开关管关断期末，滤波电感的电流刚好降为零。他们工作波形有较大差异。由此可见，T 一周期中导通时间愈长，向电感转移的能量愈多，向负载转移的能量也愈多，即输出电压愈高。所以控制开关管导通占空比可控制输出电压。其工作波形如图 5 所示。图 5 Buck 变换器工作波形T 导通时，电感电压 ，在该电压的作用下，电感电流 线性增长，电感储0uUSL Li能增加。T 关断且电流连续时，电感电压 ，在该电压的作用下，电感电流 线性下降，0L Li电感储能减少。T 关断且电流断续时，电感电压 ，电容向负载供电。0LuBuck 变换器的优点是电路简单；控制特性好；负载侧电流波动小。缺点是电源侧电流波动大；只能降压，不能升压。2) Buck-Boost 变换器Buck-Boost 变换器电路如图 6 所示。图 6 Buck-Boost 变换器电路图通过控制 T 通断来控制电源向负载转移电能。T 导通时， ，电感电流线性增加，电感储能增加，电源向电感转移电能。SLUuT 断开时， ，电感电流减少，电感储能减少，电感储能向负载转移电能。C其工作波形如图 7 所示。图 7 Buck-Boost 变换器工作波形Buck-Boost 变换器的优点是电路简单；既能升压，也能降压。缺点是电源侧、负载侧电流波动大。3) Cuk 变换器Cuk 变换器电路如图 8 所示。图 8 Cuk 变换器电路图通过控制 T 通断来控制电源向负载转移电能。T 长期断开时，输出电压 。0uT 导通时间较长时，电感电流将趋于无限大，此时断开 T，将有无穷大能量转移到负载，输出电压 也将趋于无限大。0u其工作波形如图 9 所示。图 9 Cuk 变换器工作波形Cuk 变换器的优点是既能升压，也能降压；电源侧、负载侧电流波动小。缺点是电路稍复杂；电容 充放电电流波动大。2C4) 单端正激变换器正激变换器电路如图 10 所示。图 10 正激变换器电路图单端正激变换器由 Buck 变换器派生而来。在 Buck 变换器上插入一个隔离变压器，即得到如图 7 所示的单端正激变压器。单端正激变压器电压增益与开关导通占空比成正比，这与 Buck 变换器类似，不同的是比后者多了一个变压器变比。在实际的正激变换器中，必须考虑隔离变压器激磁电流的影响，否则铁心中存储的能量将使变压器不能正常工作。单端正激电路的优点：增大了电压的输出范围；加大了电路抗干扰的能力。缺点是：变压器有漏感；磁芯利用率不高，且很容易饱和。5) 单端反激变换器反激变换器电路如图 11 所示。图 11 反激变换器电路图单端反激变换器由 Buck-Boost 变换器派生而来。和 Buck-Boost 变换器相比较可知，反激变换器用变压器代替了升降压变换器中的储能电感。因此，这里的变压器除了起输入电隔离作用外，还起储能电感的作用。 反激变换器在开关管导通时电源将电能转为磁能储存在变压器中，当开关管关断时再将磁能变为电能传送到负载。单端反激电路的优点：转移到负载侧的能量由原边电压、等效电感、IGBT 开通时间决定，与负载无关。很适合于高压小功率变换电路。缺点是：变压器有漏感；磁芯利用率不高，且很容易饱和。6) 隔离型 Cuk 变换器隔离型 Cuk 变换器如图 12 所示。图 12 隔离型 Cuk 变换器电路图Cuk 变换器只能提供一个反极性、不隔离的单一输出电压，在要求有不同的输出电压和不同极性的多组输出时，特别要求输入、输出之间电气隔离时，就需要加入隔离变压器。隔离型 Cuk 变换器的工作原理是与 Cuk 型变换器相同的。它的显著特点是变压器的原、副边绕组均无直流流过，这是由于电容 、 隔直流的缘故。这样磁芯是两个方向1C2磁化的，不需要加气息，体积可以做得较小。与其他只有一个开关管的单端电路相比，变压器体积小一半，而且绕组面积减小，铜耗也减小。而且 Cuk 型变换器的输入、输出电流都是连续的，具有较小的纹波分量。但是隔离型 Cuk 变换器仍然存在隔离型 DC/DC 的缺陷。7) 桥式变换器桥式变换器由四个功率晶体管组成。相对于半桥而言，功率晶体管及驱动装置个数要增加 1 倍，成本较高，但可用在要求功率较大的场合。桥式变换器主回路如图 13 所示。桥对角的两个功率晶体管作为一组，每组同时接通或断开（也可其他方式） ，两组开关轮流工作，在一周期中的短时间内，四个开关管将均处于断开状态。四个开关导通（或关断）占空比值均相等。图 13 桥式变换器电路图桥式变换器的优点：主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，副边有一个中心抽头绕组采用全波整流输出。因此，变压器铁心和绕组的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率开关在非常安全的情况下运作。在一般情况下，最大的反向电压不会超过电源电压 Vs，四个能量恢复（再生）二极管能消除一部分由漏感产生的瞬间电压。这样无须设置能量恢复绕组，反激能量便得到恢复利用。 缺点：需要功率元件较多。在导通的回路上，至少有两个管压降，因此功率损耗也比双晶体管推挽式变换器 1 倍。但是在高压离线开关电源系统中，这些损耗还是可接受的。另外，能量恢复（再生）方式，由于有四个二极管，损耗略有增加。 以上是对具有降压功能的 DC/DC 变换器的分析。基本可以分为不带隔离变压器和带隔离变压器两大类。后者可以将电源和负载隔离，加大了安全性，但是隔离型损耗比较大。由于设计电路的输入电压与输出电压都不较大，所以不必采用损耗比较大的隔离型DC/DC。而在非隔离性 DC/DC 中，虽然有即可升压也可降压的 DC/DC，但是电路较复杂。而设计的车载充电器只需要降压，所以选用电路简单的 Buck 变换器即可。3 系统硬件设计3.1 Boost APFC 主电路的硬件设计3.1.1 功率因数的定义首先假定交流输入电压为无畸变的标准正弦电压，即：（3-1）tVUcos2这里所讲的功率因数（PF ）是指被有效利用功率的百分比，与电工理论中的 并cos非同一概念，后者表示的是正弦电压与基波电流之间的相角差。而 PF 的定义则为：（3-2）IPPF1视 在 功 率基 波 有 功 功 率式中： 为基波有功功率，V 和 I 分别为输入电压、电流的有效值。1P设输入电流表达式为：（3-3） 1 332211 .coscoscos2cos2nn tItItItIi 则电流的有效值为：（3-4）.2321II式中： 、 、 分别表示输入电流的基波分量和各次谐波分量。1I23I那么，（3-5）123211 cos.cosIIIVPF定义 为畸变因数； 为输入相电压与基波相电流之间的位移因.321I 1cs数。因此，功率因数的严格定义应为畸变因数与基波位移因数的乘积，即：（3-6）1osPF可见输入电流除了基波分量外，还含有大量的谐波。谐波电流使电力系统的电压波形发生畸变，将各次谐波有效值与基波有效值的比值称为总谐波畸变率 THD，其定义为：（3-7）%10.12321IITHDnh式中： 为所有谐波电流分量的有效值。hITHD 用来衡量电网的污染程度，是表征谐波电流含量多少的一个重要参数。由畸变因数 的定义和上式子可得：（3-8）23211.THDI所以功率因数 PF 也可以写成：（3-9）211cossTHDPF所以可以得到：当 一定时，THD 越大，功率因数也就越低。因此，提高功率因1cos数也就应该从减小基波电压、电流之间的相位角差和总谐波畸变率 THD 两方面入手。从这个角度看，可以说谐波的抑制电路就是功率因数校正电路。3.1.2 主电路参数设计Boost APFC 电路主电路结构简图如图 14 所示。图 14 Boost APFC 电路主电路图1、最大输入功率和输入电流计算在正常的工作效率下，变换器的最大输入功率为： WPMINAXIN3789.04)(0)( 当输入电压最低时，输入电流的最大有效值为： AFVIINIAXMAXN 4.19.76.)(0)( 输入电流最大峰值为： IMAXIAXPEKN .2.2)()( 输入电流的最大平均值为： AIPEKINMAXVG 5.174.)()( 2、输入电容的选取输入端的高频电容主要来滤除输入的高频噪音和改善输入纹波，计算如下： FVrfIKCMINsAXIIN 2.1760.15249.023)( 其中 是电流纹波系数（取 20%） ，r 是最大高频电压纹波系数，取 6%。I所以选取 、630V 的薄膜电容。FCIN13、Boost 电感的选取1) 电感量大小的选取在输入电压最低，输入电流峰值的时候占空比有最大值： %5.3480176230)( VDMIN电流纹波为 20%峰值电流： AIAXPEKN%2)(电感电流峰峰值为： IIIMAXPEMAXPEKL 14.3028.547)()( 升压电感： HIfDVsNPAEI 48.510%23)( 2) 选磁芯形状和尺寸根据设计手册，选 EE 形铁氧体 3C90 磁芯材料。 ，单线圈 。TB.max03.1K4343341max .6019)28547(12.0 cmKBILAPPSeW 其中 为窗口面积， 为磁芯有效截面积，L 为 Boost 电感， 为最大峰值电流，e SPI为最大有效值电流。PLI根据手册，我们最后选取 EE85B， ，可以满足要求。441.68.70cmAeW3) 电感线圈匝数的计算取气隙 ，由公式可以计算匝数：m4 4.31059.8432.70 SLN取 N=34 匝。4) 导线截面积的选取导线的电流速度一般 300-500 ，这里去电流密度按有效值 ，最大2/cmA 2/40cmAJ电流有效值为 19.4 ，故导线截面积为： 2285.40.419mcJISNMXC我们选取 的铜导线。26C4、输出电容的选取在功率因数校正变换器中，输出电容设计主要考虑维持时间 ，一般取 30ms。那么t输出电容为： FVtPCMIN352)0(3814222)(00 这里 为输出电压最小值，一般取 300V。故输出电容选用 3400 ，500V 的电)(0MINV 解电容。5、开关器件的选择主开关管的选择，主开关管的选择应考虑电流有效值的 1.5-2 倍的裕量，电压应为输出电压的 1.5-2 倍的裕量。经前面的计算，功率管采用 APT5010LFLL，耐压 500V，最大正向通态电流 46A。续流二极管选用 RURG5060 超快恢复二极管，耐压 600 ，正向额V定电流 50A。整流桥选用 KBPC5010F。3.2 Boost APFC 控制电路的硬件设计3.2.1 单周期控制 Boost PFC 电路的工作原理1) 单周期控制的基本原理当开关 S 的开关周期 恒定时，工作过程可用如下开关函数来表示：ST（3-10）SONTttK01式中， 是开关导通时间； 是开关关断时间；满足 ，开关输入信号通ONTOF SOFNT过开关斩波，输出信号 的频率和脉宽与开关函数 一致，而 的包络线与 一tytxtytx致，开关 S 的输出量与输入量的关系为：（3-11）tkty假设开关频率 远高于输入信号 和控制信号 的带宽频率，对于传统的控制SfxtVref而言，占空比 由控制信号 线性调制而成，那么得到开关的输出信号为：ONTD/tVref（3-12）refTSS txdtdtyONON 0011因此，对于传统的电压反馈控制，开关的输出信号 是输入信号 和控制信号ytx的乘积， 的变化，必然导致 的变化。而对于采用占空比的非线性调制，如tVref txty果调制开关的占空比使每个周期开关输出端斩波波形的积分值恰好等于控制信号的积分值，即：（3-13）ONONTrefTdtVtx00那么在每个周期开关输出端斩波波形的平均值恰好等于控制信号的平均值，即：（3-14）ONONTrefSTS ttx0011因此，在一个周期内，输出信号能及时被控制。（3-15）tVdtTdtxty refrefSTSONON0011根据这个概念来控制开关的技术被定义为单周期控制技术，这时开关的有效输出信号为：（3-16）ttyref开关输出信号 完全抑制了输入信号的影响，线性再现了控制信号 。因此，ty tVref通过单周期控制，将一个非线性开关变为一个线性开关。2) 单周期控制 Boost PFC 电路的工作原理选择的单相功率因数校正电路，如图 15 所示。图 15 单周期控制 Boost 变换器原理图对于单周期控制 PFC Boost 变换器，有：（3-17）DVin1/0为使功率因数校正至 1，希望有：（3-18）einiRI式中， 为 Boost 变换器输入等效电阻。eR根据式（3-17）和式（3-18） ，且令 ，可得：0/VeSm（3-19）IininS式中， 为电流 的采样电阻； 为电压环调节器输出。将式（3-17）带入式（3-19） ，SinIiV可以得到占空比 D 的控制目标：（3-20）iniSonSinmDVTRI/从式（3-19 ）看到 总是跟随 ，从而变换器的入端阻抗等效为一个电阻，实现了inIi功率因数校正。式（3-20）可以采用单周期控制策略实现控制。如图 13 所示，图为实现占空比控制目标的单周期控制器。在每一周期 内，与ST相对应的积分器输出 ，当 时，比较器ONTmSONDVTV/int SinmRIV2int输出为 1，即 RS 触发器的 R 端置位；Q=1 ，积分器复位（ ） 。0it3.2.2 单周期控制 Boost PFC 变换器稳定性分析用状态空间平均法对其进行建模，先作如下假设：1) 变换器工作在电流连续状态；2) 功率开关管和二极管均为理想器件，功率开关管输出电容和二极管电容均忽略不计，只考虑电感串联等效电阻 。LRBoost 变换器开关模态图如图 16 所示，图中电流方向为参考方向，以电感电流、电容电压为状态变量建立状态方程。图 16 Boost 变换器开关模态当开关导通时，电感电压、电流关系式如下：（3-21）0inLLVdtiR当开关关断时，电感电压、电流关系式如下：（3-22）0LinLti由式（3-21 ）和式（3-22 ）可以得到其平均动态方程：（3-23）incLLVvdiRdti 1同理有下列方程成立：（3-24）cLcCIitv1由式（3-23 ）和（3-24 ）可得 Boost 变换器的平均动态模型，写成矩阵如下所示：（3-25）01VviRdtvi incLLcL对单周期控制 Boost PFC 的控制目标方程式（3-20）中，并进行小信号化，在直流工作点附近做小信号扰动。在式（3-20 ）中有： ， ， ，带入原式，并进行小信号化，可eSinRV0LinICV0以得到在直流工作点附近小信号扰动如下所示：eCvVLLiIdD带入式（3-20）得： cCeSSLeScC vVRiIRvV 将上式展开，删去稳态分量，略去二阶无穷小即可得到下式：（3-26）cLeviDd1将式（3-25 ）小信号化，再将式（3-26）带入可以得到单周期控制 Boost PFC 闭环小信号模型：（3-27） cLcLLcL viCDiRCDdtvi 1120令：（3-28）21aA其中： LR102aCD1cLviR2矩阵 A 的特征值是方程：（3-29）021212aa若其根在左平面，则方程是稳定的。而： 2121是恒成立的，也就是根恒在左平面，所以单周期控制的 Boost PFC 变换器是稳定的。3.2.3 Boost PFC 电路数学模型的建立假设能量传输效率 100%，根据能量守恒，输出功率等于输入功率。有 ，einRV20为二端口网络输入等效电阻。调制电压 ，那么：eR 0VResm（3-30）sminRV20整理得：（3-31）minsi220对上式各变量求导，（3-32）inmiinss vVvRiVi 20020 因为（3-33）i0整理得：（3-34）02220 vRVvvRVi sinmiins （3-35）2020i isisi 因为（3-36）esmRV0带入，则：（3-37）0020 2 vvi inimsin设 ， ， ，原式可以写为：msingRVv200gvVinrR（3-38）001vrgviinm根据式（3-38）得到小信号模型如图 17 所示。图 17 单周期控制的 Boost 电路小信号模型（3-39）SCRiv10把式（3-39 ）带入式（3-37） ，得：（3-40）SFRgCSRgv Pmm /13/130，即为整流器的极点角频率。RCP3（3-41）GSsAzv0为误差放大器的零点角频率。z因为电路的开环增益为：（3-42）pzmvSRgSsGFSP/130G 为电压反馈系数，由整流器的极点角频率 和误差放大器的零点角频率 可以得p z到闭环截止频率 ：cf（3-43）6300Rgffmmc式（3-42）是一个电源电压频率模型，因此，电压环的截止频率应远小于电源电压频率 50Hz，取 ，误差放大器的频率应远远小于零截止频率，选 。根据上Hzfz16 Hzf20述几个频率的值，就可以确定电压环的参数。3.2.4 控制电路设计典型的单周期控制原理电路图如图 18 所示。图 18 IR1150S 典型应用电路其中， 为采样电阻， 为开关频率设置电阻， 为反馈电阻， 为过压检测电阻。SRfRFBROVPR控制芯片采用 IR 公司生产的基于单调周期控制技术的功率因数校正的控制芯片IR1150S。IR1150S 是一种单周期控制的连续电流模式 PFC 控制芯片，通过控制开关的占空比，使每个开关周期中开关变量的平均值严格等于或正比于控制参考量。随着控制技术的发展单周期的概念有所扩展。这种控制的最大特点是能在一个开关周期内有效抵制电源侧的扰动，这种控制技术可以广泛应用于非线性系统的场合，比如脉宽调制、谐振、软开关的变换器等。它仅有 8 个引脚，采用了 IR 公司特有的单周期控制技术专利，为有源功率因数校正电路提供了一种成本低廉、设计简单的解决方案。如 1kVA 服务器开关电源中，与传统基于乘法器的 CCM 系统相比，IR1150S 的 PFC 解决方案可节省 40%的电阻电容，节省 50%的 PFC 控制器电路板面积。在功率密度问题上更为突出的小功率应用中，如大功率笔记本和液晶电视适配器，若采用 CCM 模式的 IR1150S 控制器，则意味着降低峰值电流，对 EMI 滤波器的要求也可降低。该芯片具有以下特点：具有宽范围电压输入，无需输入电压采样，不要求输入电压的线形性，用于连续模式（CCM）下，较好的过压欠压保护措施，具有软启动功能，启动电流小于 200uA，开关频率（50-200）Hz 可调，最大占空比 98%，最低关断时间（150-350）ns，内部嵌位 13V 门极驱动电压输出，门极驱动最大电流 1.5A 等。其管脚排列如图 19 所示。图 19 IR1150S 管脚图各管脚功能介绍：COM：接地；FREQ：频率设定；ISNS：电流采样输入；OVP/ENA：输出过压保护/使能；COMP：电压环补偿；VFB：输出电压反馈；VCC：芯片供电；GATE：驱动输出。1、开关频率的选择IR1150S 控制的开关频率是可调的，通过一个外接电阻 R 来调节开关频率。由于册中频率电阻的对应关系曲线可知取 165-37 时对应的输出开关频率为 50-200 ，这里取KkHz外接电阻 165 。K2、电压反馈电路设计反馈采样电阻要足够高，以减少主电路在采样电阻上的功率损耗，并满足主电路的设计要求。我们取远大于输出电阻， ，那么根据设计手册：RFB5021 KVREOUTEFB 7.1837)(3其中 为芯片内部参考电压。REFV3、电流采样滤波设计采样电流要经过滤波以滤除开关噪音，ISNS 脚采用的是简单的 RC 滤波器，它的截止频率为：（3-44）SFPSFCRf21常用的截止频率一般为 1-1.5 ，这里选用 RC 滤波器： ，mHz 10SFR。PFCSF104、软启动设计软启动时间由下面的公式决定：（3-45）OVEAFCMPZsit)(其中， 为电压误差放大器的最大输出电流，查资料为 40 ； 芯片内部OVEAi A)(EFCOMPV设定电压为 6.05 。选取软启动时间 为 50 ，计算得到 为 0.33 。stmZ5、过压保护电路设计IR1150S 内部过压比较器提供专用的参考电压 ，设计 450VREFovpREF49.70.1)(为过压保护的门限电压，当输出电压高于 450 时将启动过压保护。根据设计手册有：V KROPV521 REFOPEFOVP 93.164.709)()36、电流环和过流保护设计IR1150S 内部提供 的门限，采样电流经电阻转换成电压信号，当电压达到 ，1 V1过流保护立即启动。电流放大器的 DC 增益 。单周期控制的集成芯片 IR1150S5.2DCG工作基于峰值电流模式，因此开关电流能取代电感电流作为采样电流输入到 ISNS 脚。最大占空比的计算： VVVINMMINPEAKI 249176)8.0(2)( 3524930I由单周期控制 Boost APFC 变换器的控制目标公式：（3-46）INSDCinVG其中 为电流检测脚 ISNS 的输入电压，可以得到：SNV 59.1.2)340(56)1()1()(max) DCEFOMPDCSATin其中， 为 IR1150S 内部设定电压为 6.05 ，当考虑过载 5%时，电感电流的)(EFCOMP V峰峰值为： AKIII OVLMAXPEKNOVLPEAKN 6.3105.248.72)()( .063159.)(LPEISNSR采样电阻的功率为： WSRMAXRSINS .8.422)( 7、电压反馈环设计电压反馈环示意图如图 20 所示。图 20 电压反馈环示意图开环增益为：（3-47）)()()(321SHSGT输出分压传递函数：（3-48）01)(VREF对于恒定的功率负载时，传递函数 为：)(3S（3-49）0203 1)(CGSHDSin误差放大器的传递函数：（3-50）PZgwPZmR)(2其中 为跨导常数。在上面的函数中电压环补偿脚接的补偿网络在传递函数中增加mg了一个零点和一个极点：（3-51）ZgmzCRf210（3-52）PZgwpf0电压环补偿：为了避免电压环节导致的线电流在输出上引起的失真，引入电流环补偿，电压环补偿的目的是消除输出电压上 100 的纹波。Hz输出电容上的二次纹波为： VVCfPVoutndINOPK 2.438015207260 100 的纹波通常要衰减 100 倍，即取其典型值的 1%，有：Hz dBGOPKEFMVA 5.7461.)(输出电压采样环节衰减为： SHREF.3018.37)(01 在 100 时误差放大器的增益为：z dBGVA.1第二个极点远远高于 100 ，所以误差放大器的传递函数