视频广播标准DVB-S.ppt

门爱东教授menadBeijing,DVB-S2：第二代卫星数字视频广播DigitalVideoBroadcasting(DVB):Secondgenerationframingstructure,channelcodingandmodulationsystemsforBroadcasting,InteractiveServices,NewsGatheringandotherbroadbandsatelliteapplications,2,主题概述,引言DVB-S回顾DVB-S2是什么？DVB-S2物理层技术元素DVB-S2应用举例参考资料,3,引言：通信系统模型,数字通信系统,信源,解码,信道,解码,信道,信道,编码,信源,编码,调制,解调,可靠性和效率,传输子系统主要涉及：信道编码调制信号帧结构,4,数字视频广播及所用标准,引言：广播系统模型,信源编码MPEG2MPEG4H.263H.264AVS,传输层地面：8VSB-TISDB-TDMB-T有线：DVB-C卫星：DVB-SDVB-S2,信源编码MPEG2MPEG4H.263H.264AVS,AV流,216M1.2G,TS,128kb20Mbps,TS,透明传输,216M1.2G,AV流,5,引言：视频广播网络,6,引言：卫星视频广播,卫星是视频广播的理想平台卫星数字视频广播系统包括卫星、广播中心和地面接收机（天线、机顶盒）；视频广播最有效的覆盖方式一颗卫星和一个频道就可覆盖整个国家；前端设施成本低廉，包括卫星和广播中心；点波束卫星能够提供本地到本地的业务；随着信源压缩和信道传输技术的快速发展，卫星广播频道价格越来越低廉，甚至在欧洲出现了Free-to-airDBS；DBS用户数量快速增长。中国也将发射直播星，和S波段多媒体广播星。,7,引言：比特率和波特率有效性,比特率表示每秒可传输多少个二元比特，单位是bit/s。波特率是指三元及三元以上的多元数字码流的信息传输速率，单位是baud/s，表示每秒可传输多少个多元码字。比特率与波特率在本质上是一回事，都表示信息传输的速率，只是在传输系统的不同阶段，信号呈现出不同的形式，因此以不同的计算方式来衡量其信息的传输速率。发射端在映射之后以及接收端在反映射之前，信息以多元数字符号表示，因此其中各环节传输和处理信息的速率用波特率表示，如调制信号的速率等。比特率和波特率容易产生混淆，为了避免造成人们的困惑，许多书上称波特率为符号率。对通信系统的评估中通常还定义了净荷速率，它是指在传输的符号中扣除由于信道编码和同步字段等一切额外花销后的“纯”信息速率，单位通常是bit/s。,8,引言：频谱效率和滚降系数有效性,频谱效率定义为每赫兹(Hz)带宽的传输频道上每秒可传输比特数，单位是bit/s/Hz，表示通信系统的有效性。对于带通调制信号，那么奈奎斯特带限定理表明，理论上没有码间串扰的最大频谱效率为1符号(码元)/s/Hz。频谱效率主要用于衡量各种数字调制技术的效率，在数量上等效于每个调制符号所映射的比特数。BPSK或2ASK，理论最高频谱效率为1bit/s/Hz；QPSK理论最高频谱效率为2bit/s/Hz；8PSK理论最高频谱效率为3bit/s/Hz；16APSK理论最高频谱效率为4bit/s/Hz；32APSK理论最高频谱效率为5bit/s/Hz；32QAM理论最高频谱效率达5bit/s/Hz；64QAM理论最高频谱效率达6bit/s/Hz。,9,数字信号在传输过程中产生二种畸变：叠加干扰与噪声，出现波形失真。瑞典科学家哈利奈奎斯特在1928年为解决电报传输问题提出了数字波形在无噪声线性信道上传输时的无失真条件，称为奈奎斯特准则。,奈奎斯特第一准则：抽样点无失真准则，或无码间串扰（ISIFree)准则奈奎斯特第二准则：转换点无失真准则，或无抖动（JitterFree）准则奈奎斯特第三准则：波形面积无失真准则。,引言：频谱效率和滚降系数有效性,10,理想低通滤波器频域响应,理想低通滤波器时域响应,第一准则,引言：频谱效率和滚降系数有效性,理想脉冲成形滤波器在物理上是不可实现的，只能近似，称为奈奎斯特滤波器，其H(f)可表示为矩形函数和任意一个实偶对称频率函数的卷积，即奈奎斯特脉冲函数表示为sinc(t/T)函数与另一个时间函数的乘积。因此，奈奎斯特滤波器以及相应的奈奎斯特脉冲为无穷多个。,11,常用的奈奎斯特滤波器是升余弦成形滤波器：左图为频域响应为滚降系数若把升余弦滤波器放置在收发两端，即为平方根升余弦函数（SRRC）。时域响应：,引言：频谱效率和滚降系数有效性,滚降系数影响着频谱效率，越小，频谱效率就越高，但过小时，升余弦滚降滤波器的设计和实现比较困难，而且当传输过程中发生线性失真时产生的符号间干扰也比较严重。在实际工程中，的范围一般定在0.150.5之间。,12,引言：误码率和误符号率可靠性,用于衡量系统可靠性误码率或误比特率(BER)是指在经过系统传输后，送给用户的接收码流中发生错误的比特数占信源发送的原始码流总比特数的比例。对于多元调制信号，由于接收机的判决是基于符号的，所以更常采用误符号率或误字率，即接收端发生符号错误的比例。线性调制系统的误符号率与其星座图中星座点间的欧几里德距离有确切的函数关系。一般地说，星座点越密集，接收端符号判决错误的概率越大。,13,引言：信噪比、载噪比与Eb/N0可靠性,定义信噪比(S/N)是指传输信号的平均功率与加性噪声的平均功率之比；载噪比(C/N)指已经调制的信号的平均功率与加性噪声的平均功率之比；它们都以对数的方式来计算，单位为dB。信噪比与载噪比区别在于，载噪比中的已调信号的功率包括了传输信号的功率和调制载波的功率，而信噪比中仅包括传输信号的功率。对同一个传输系统而言，载噪比要比信噪比大，两者之间相差一个载波功率。当然载波功率与传输信号功率相比通常都是很小的，因而载噪比与信噪比在数值上十分接近。在调制传输系统中，一般采用载噪比指标；而在基带传输系统中，一般采用信噪比指标。实际数字通信系统的可靠性性能常以一个载噪比对误码率的关系曲线来描述的，曲线的横坐标为C/N，纵坐标为BER。对某个C/N，BER越小，则说明该通信系统的可靠性越高。,14,C/N(SNR)BER曲线,对于C/NBER曲线，只能比较系统的抗干扰能力（可靠性），无法比较系统的效率。从上图可以看出系统b抗干扰能力优于a。此时系统a，b的效率无法进行比较，有可能a优于b，也可能b优于a。若b优于a，则系统b的整体性能优于a。若a优于b，说明系统b通过牺牲效率达到增强抗干扰能力。,引言：信噪比、载噪比与Eb/N0可靠性,15,Eb/n0BER曲线Eb:每比特能量n0:单边带高斯白噪声功率谱密度Eb/n0与SNR关系S：信号功率N：噪声功率E：信号能量Rb：比特速率B：信道带宽可以看出Eb/n0中已经考虑了效率这一因素。,引言：信噪比、载噪比与Eb/n0可靠性,16,对于Eb/n0BER曲线，可以比较系统的综合性能左图：对相同的BER，在相同SNR条件下，Eb/n0越小，频谱效率越高。在相同抗干扰能力情况下，系统b效率优于系统a。所以系统b综合性能优于a。右图：对相同的Eb/n0，在相同SNR条件下，BER越小，系统性能越优。所以系统b性能优于a。Eb/n0可以综合反映系统的性能，但不直观，因为Eb和n0不是系统中可以直接测得的参数，必须通过计算得出；而C/N可以通过测量直接得到，但较为片面。因此当需要直接了解系统的可靠性时，一般使用C/N；而当需要横向比较不同系统的性能时，一般使用Eb/n0。,引言：信噪比、载噪比与Eb/N0可靠性,17,Shannon公式：可靠性与有效性是可以互换的：提高S/N，能增加信道容量C当N趋向0，C趋向无穷大。无干扰信道容量为无穷大增加B能提高C，极限条件下，B趋向无穷大，C=1.44S/N当C一定时，B与S/N可以互换Shannon定理为信道编码奠定了理论基础，虽然定理本身并没有给出具体的编码方法和结构，但它从理论上为信道编码的发展指出了方向进行高效而可靠的通信途径可以通过编码来实现。,引言：Shannon定理可靠和效率互换,18,Shannon定理理论曲线,根据仙农定理，为了保证可靠传输，必须，经推导可以得到：,仙农理论曲线说明：噪声只是限制了可以得到的信息传输速率，但不能限制可以获得的精确度。只要信息传输速率低于信道容量C，理论上可以找到一种编码方式可以获得误码率为任意小的信息传输。（无误码理论曲线）,引言：Shannon定理可靠和效率互换,19,引言：Shannon定理可靠和效率互换,20,主题概述,引言DVB-S回顾系统框图信号复接和传输结构能量扩散FEC成形滤波和调制性能DVB-S2是什么？DVB-S2物理层技术元素DVB-S2应用举例参考资料,21,DVB-S回顾：系统框图,DVB-S是通信史上最成功的标准之一：这意味着新的标准需要很好地处理与DVB-S的关系；业务如何平稳转移、频谱规划、用户STB和用户流失等问题；DVB-S技术方案基于RS码和卷积码构成的级联码，是上世纪六七十年代提出的纠错编码技术，非常成熟；QPSK是唯一的调制方案，这限制了总的数据吞吐量。,22,DVB-S回顾：信号复接和传输结构,23,DVB-S回顾：能量扩散,PRBS：周期很长2N-1；1和0大致等概率出现。目的：破连“0”连“1”，便于时钟恢复；破周期性，降低对其它信道的干扰。方式：自同步；外同步问题：误码扩散,24,DVB-S回顾：FEC前向纠错编码,信道编码的基本思想是在被传送的信息中附加一些监督码元，在两者之间建立某种校验关系，当这种校验关系因传输错误而受到破坏时，可以被发现并予以纠正。这种检错和纠错能力是用信息量的冗余度来换取的。例：对于三位二进制码组若采用000、001、010、011、100、101、110、111，没有冗余信息，不具有纠错功能。若只选用四种，000、011、101、110。当出现111时，表示出现了差错，但此时不具有纠错功能，只有检错功能。若只采用000、111，可以用来纠正一位错误。,25,DVB-S回顾：线性分组码FEC,线性分组（n，k）码。码字长度=n校验位长度=n-k信息位长度=k码率R=k/n(编码效率）在一般情况下，对线性分组码有以下结论：在一个码组内检测e个误码，要求最小码距：dmine+1在一个码组内纠正t个误码，要求最小码距：dmin2t+1在一个码组内纠正t个误码，同时检测e(et)个误码，要求最小码距：dmint+e+1,26,校验方程是基础线性分组码既可以用生成矩阵G，也可以用校验矩阵H来描述，两者有：GHT=0或HGT=0T码字c如下生成：c=mG例如,线性分组码的码字c满足：cHT=0或HcT=0T,DVB-S回顾：线性分组码FEC,27,系统码信息组以不变的形式在码组的任意k位（通常在左边：cn-1,cn-2,.,cn-k）中出现的码，称为系统码，否则为非系统码。系统码既可以是分组码，也可以是后面要讲的卷积码。系统码码字的前k位是原来的信息组，因此，生成矩阵G的左边k列必是单位方阵Ik，则G=IkP其中，P是k(n-k)阶矩阵H矩阵为H=-PTIn-k其中，“-”表示-PT阵中的每一个元素是P矩阵中对应元素的加法逆元，在二进制时，仍是该元素自己。G和H满足：GHT=IkP-PTIn-kT=0,系统码的一种形式,DVB-S回顾：系统码FEC,28,DVB-S回顾：缩短码（截短码）FEC,在n,k码的码字集合中，挑选前i个信息位数字均为0的所有码字，组成一个新的子集，则分组码n-i,k-i为n,k码的缩短码或截短码。由于该子集的前i为均取0，故传输时可以不传送它们，仅传后面的k-i位即可。该子集是n-i维线性空间中一个k-i维子群，构成一个n,k-i分组缩短码。该缩短码的最小距离至少与原码相同。缩短码的G矩阵只是在原n,k码的G阵中去掉左边i列和上面i行即可。缩短码或截短码的H矩阵，只要在原码H矩阵中去掉若干列即可得到。缩短码的码率R比原码要小。,29,DVB-S回顾：FEC外码(RS码)FEC,1960年MITLincolnLab的Reed和Solomon在发表了论文“PolynomialCodesoverCertainFiniteFields”。RS码是效率很高的分组码，RS码是一类非二进制BCH码,每个符号由m比特组成。既适用于纠随机误码，也特别适用于纠突发误码。去掉RS码的某些信息码元后,分组长度缩短,只要监督码元数不变,码的最小距离就不会减少,即任何一种缩短的RS码仍是一个最大码。在（n，k）RS码中，输入信息被分成km比特一组，每组包括k个符号，每个符号由m比特组成。纠正t个符号错误的RS码参数如下：码长n=2m-1符号，或m(2m-1)比特信息段k符号，或km比特监督段n-k=2t符号，或m(n-k)比特最小码距d=2t+1符号，或m(2t+1)比特,30,DVB-S采用了RS（204,188）RS（204,188）是由RS（255,239）截短得到。RS（204,188）监督段长16字节，可以纠正一个RS包中8个字节的错误。RS(204,188)编码器的码字生成多项式：,域生成多项式:p(x)=x8+x4+x3+x2+1,DVB-S回顾：FEC外码(RS码)FEC,31,上图为64QAM调制系统中采用RS(204,188)编码前后系统误码率,DVB-S回顾：FEC外码(RS码)FEC,32,DVB-S回顾：有突发误码的信道FEC,干扰、衰落、噪声和多普勒频移等都会引入突发误码。经过信道编译码后，FEC码译码输出的误码也将呈现突发性，无论是分组码，还是卷积码都是如此。信道编译码的门限效应卷积码抗突发错能力很差卷积码是靠相邻符号间的相关性提供保护的，而此相关性的保持时间一般较短。分组码对突发误码和随机误码的纠错能力基本相当，但码长较短，稍长一些的突发也无能为力。也有专门针对突发误码设计的分组码，但纠随机误码的能力相应降低。,33,DVB-S回顾：交织抗突发误码的有效手段,交织（interleaving）就是一种将数据的顺序进行变换的处理方法。又可称为置换（permutation）。交织器的参数交织前相邻的符号在交织后的最小距离称为交织深度，交织深度应不小于信道上可能的突发错长度，否则解交织后仍可能存在一定的突发错误。交织后相邻的符号在交织前的最小距离称为交织宽度，交织宽度应不小于编码的约束长度，或相应的参数，否则突发误码仍不能彻底打散。合理的选择交织参数抗突发误码的性能：交织越长越好！交织延迟性能：交织越长，信号时延越大，那么中断恢复时间，或信道切换时间就越长。,34,DVB-S回顾：交织方式1,块交织（blockinterleaver）将数据流分成长度为WL的块，将数据逐行写入一个L行W列的矩阵形缓冲区，写满后再逐列读出。深度为L，宽度为W，延时为WL。交织和解交织延时总和为2WL。,x11x12x13x1Wx21x22x23x2W.xL1xL2xL3xLW,x11x21x31xL1x12x22x32xLW.x1Wx2Wx3WxLW,写,读,突发错误,35,卷积交织（convolutionalinterleaver）DVB-S就采用了这种卷积交织方式,DVB-S回顾：交织方式2,交织器,解交织器,36,随机交织（randominterleaver)随机交织在每一次使用交织器时，使用完全不同的交织器，每次的交织图案完全随机。一般在不知哪一种确知交织方法最好的情况下，为了分析系统性能而作的一种平均交织的假设可以得到一个平均性能，事实上说明至少有一种交织方法可以获得比随机交织更好的性能。理想交织交织后的序列完全打散，即原有的突发误码可以变成彻底的随机误码。理想交织是不可能实现的，但有时为了分析方便，可以做此假设。,DVB-S回顾：交织方式3,37,DVB-S回顾：FEC内码(卷积码),DVB-S纠错内码采用了卷积码卷积码由编码码率R=k/n和约束长度N描述，记做(n,k,N)。卷积码也是把k个信息比特编成n个比特，但k和n通常很小，特别适用于以串行形式传输的信息，延时小。n-bit输出是当前输入块与以前(N-1)个输入块的加权求和，N一般小于9。卷积码没有固定的码字长度。译码采用ViterbiAlgorithm最优的最大似然（MaximumLikelihood，ML）译码。分组码有严格的代数结构，但卷积码至今尚未找到严密的数学手段，把纠错性能与码的构成十分规律的联系起来，目前大都采用计算机来搜索好码。卷积码可以设想为模2算术的数字滤波器，编码器的记忆可以是有限的，也可以是无限的。,工业标准DVBIEEE802.11IEEE802.16etc.,38,凿孔码PuncturingCodes按凿孔（Puncturing）图从母码（例如前面的1/2码率卷积码编码）产生的输出X和Y中选择最终的码字，达到删余增信的目的，提高编码效率，但这样降低了凿孔码的纠错能力。,1保留0删除,DVB-S回顾：FEC内码(卷积码),39,DVB-S回顾：FEC内码(卷积码)译码,卷积码的译码方法不仅基于码的代数结构基础之上，而且还利用了信道的统计特性，因而能充分发挥卷积码的特点，使译码错误概率达到很小，这种译码称为概率译码，即结合信道符号统计特性的译码方法。1961年乌曾格来夫（Wozencraft）提出了序列译码，第一个卷积码的概率译码方法1963年费诺（Fano）对序列译码进行了改进，提出了Fano算法，推动了序列译码的实用。1967年维特比（Viterbi）提出了另一种概率译码算法Viterbi算法。Viterbi译码算法是一种最大似然译码算法。它比序列译码算法效率更高，速度更快，译码器也简单，因而得到了广泛应用。,40,上面三图分别为：QPSK-卷积编码、16QAM-卷积编码、64QAM-卷积编码的仿真曲线。卷积编码具有较好的纠错性能。,DVB-S回顾：FEC内码(卷积码)性能,41,通过随机编码达到信道容量从信息论的角度看，不论是什么信道，只要用随机编码，长度足够长，就可以无限逼近信道容量。而实际的编码长度是很有限的，前面提到的各种编码码都谈不上随机，其码长更不能做得太大，否则根本没法译出来。也可将编码、信道、译码整体看成一个广义的信道。这个广义信道输出还存在错误。因此，对它还可作进一步的纠错编译码。对于有多次编码的系统，对各级编码，看成一个整体编码，就是级联码。级联码的最初想法是为了进一步降低残余误码率（改善渐近性能），但事实上它同样可以提高较低信噪比下的性能。这是由较好的短码进一步构造性能更好的长码（近随机码）的一种途径，即编码的组合，利用短码构造一个低复杂度的长码。,DVB-S回顾：级联码（ConcatenatedCode),42,串行级联码（SerialConcatenationCode）当由两个编码串联起来构成一个级联码时位于广义信道里面的编码称为内码以广义信道为信道的编码称为外码由于内码译码结果不可避免地会产生突发错误。因此内外码之间一般都要有一层交织器，称为外码交织；而内码与传输信道之间的交织器，称为内码交织器。串行级联码第一个编码器编一个码字，然后第一个的输出作为第二个的输入。R=R1R2=(k1/n1)(k2/n2)。通常k2=n1，因此，总的码率R=k1/n2。,例如，串行级联RS+卷积码成为普遍使用的标准模式。,DVB-S回顾：级联码（ConcatenatedCode),43,级联码的特点需要指出的是级联虽然大大地提高了纠错能力，但这个能力提高量中的大部分是来源于编码效率的降低。如果从Eb/n0的角度看，级联的好处并不太大，但有一个好处是显然的，即在信道质量稍好时（信噪比较大时），误码可以做到非常低，即渐近性能很好。然而在信道质量较差时，新增加的一层编译码反而可能会使误码越纠越多。因此级联存在着明显的门限效应。因此会出现差错的进一步扩展，会出现多级还不如一级的情况，也就是说级联码的门限效应比简单的编码要明显。常见的串行级联方式卷积码为内码，RS码为外码，即（RS卷积码）。这主要是为了充分利用卷积码可以进行最优的维特比译码，而且可以用软判决译码。而RS码又有较好的纠突发错误能力。内码和外码均采用卷积码，特别是当内码译码可以输出软信息时，更为有效。,DVB-S回顾：级联码（ConcatenatedCode),44,DVB-S回顾：串行级联码-DVB-T,6bits1512载波6bits6048载波,外码RS(204,188),DataInput,OFDM调制,188Bytes,204Bytes,204Bytes,306Bytes,2448Bits,QPSK16QAM64QAM,45,DVB-S采用了平方根升余弦滤波器(SRRC)，滚降系数为0.35。基带SRRC滤波器具有如下定义的理论函数：,DVB-S回顾：基带成形滤波,46,基带成形滤波后的同相分量I和正交分量Q分别乘以sin(2f0t)和cos(2f0t)，相加后得到正交调制信号s(t)：,DVB-S回顾：调制信号,47,DVB-S回顾：QPSK频谱特性,48,DVB-S回顾：QSPK误码特性(AWGN）,49,Eb/N0性能,DVB-S回顾：DVB-S性能,随着发展，DVB-S已经不适应要求了：新的业务导致了吞吐量的增长HDTV、VOD、交互业务、本地业务等数字信号处理技术的快速发展，特别是上世纪九十年代纠错编码技术的突破（Turbo码的发明），提供了技术上的强大保证。新的卫星技术能提供更高的C/N，除了QPSK调制，需要新的调制方式，以便更有效地利用更大功率的卫星或点波束的卫星。,50,主题概述,引言DVB-S回顾DVB-S2是什么？DVB-S2物理层技术元素DVB-S2应用举例参考资料,51,DVB-S2是指“第二代卫星数字视频广播”系统，是DVB-S的后续发展；欧洲ETSI代号为EM302307；DVB-S2发展历程2002年早期成立DVB-S2研究组2002年11月第一、二轮竞争：Comtech、Connexant、EuropeanSpaceAgency、HNS、Philips、Spacebridge、ST、TurboConcept等8家公司参与，“Turbo”系列方案（并行/串行Turbo卷积码+RS、Turbo乘积码、LDPC），2003年1月第三、四轮竞争，选择休斯公司HNSLDPC系统作为baseline。2003年2月征集接收机方案2003年5月休斯研发成功了FPGA版本的DVB-S2LDPC演示2003年6月休斯提交了DVB-S2帧同步和载波相位同步方案2003年11月发布DVB-S2标准草案2004年1月颁布了DVB-S2最终标准。,DVB-S2是什么？,52,DVB-S2所处位置,DVB-S2IRDs,DVB-S2MOD,MPEG-TS,DVB-SDVB-S2,DVB-SDVB-S2,高容量下行链路,53,主题概述,引言DVB-S回顾DVB-S2物理层技术元素模式适配码流适配FEC编码调制映射物理层成帧SRRC滤波和正交调制DVB-S2应用举例参考资料,54,DVB-S2系统调制端框图,BB:BaseBand;PL:Physicallayer,多个输入码率,合并:定义输入轮询策略,BBHeader(10bytes)(LDPC-protected)输入适配描述,当需要时，填充比特,填充虚构帧,55,DVB-S2系统解调端框图,56,DVB-S2系统配置和应用领域,按表1，在传输和接收设备中至少实现标注“Normative”的子系统和功能，以便符合附录H中所给出的模式选择指南。,57,DVB-S2系统开销,BCH外码0.6%DVB-S2物理层HeaderQPSK0.3%8PSK0.4%16APSK0.4%同步开销8PSK2/3或3/52.2%16APSK码率2.2%总开销没有同步开销的模式1.0%有同步开销的模式3.2%有用的吞吐：9799%,58,DVB-S2模式适配（ModeAdaptation）输入接口；输入码流同步；空包(Null-packet,NP)删除；CRC-8编码器缓存Buffer合并/分割（Merger/Slicer）基带（BaseBand，BB）信令,DVB-S2模式适配,59,DVB-S2可以传输单个或多个码流:MPEG-TSformatGenericformat(分包的或连续的，例如IP，.)适用于MPEG-2DTV和HDTV，以及新的编码方案(例如H264/AVC,WM9,AVS)每个码流可以采用不同的保护方法,DVB-S2模式适配：透明的输入接口,60,输入是恒码率的MPEGTS，传输是变码率的ACM调制，但到接收端要恢复TS流。MPEGTS条件恒定TS比特率但ACM是变比特率!恒定的端到端延时为了把恒码率（CBR）的TS流映射到变码流（VBR）物理层，采取的措施：空包删除比特率恒定输入码率同步时延恒定,DVB-S2模式适配：输入码流码率适配,61,即使业务比特率是可变的（由ACM反馈系统控制），但TS比特率总是恒定的，因为：传统的TS复用器添加了空包（null-packet，PID=8191D）.,DVB-S2模式适配：输入码流空包删除,62,把CBRTS流映射到VBR物理层：在调制器端删除null-packet（NP）.在解调器端在完全相同位置重新插入null-packetMPEGTS时间标签(PCR)不需要update!,DVB-S2模式适配：输入码流空包删除,63,接收机通过PLL保持FIFO缓存器处于空/满的中间状态，从而恢复TS时钟。.因此，按着定义，在稳态时，FIFO缓存不能吸收时延的变化，MPEGTS时延恒定的条件不能得到满足。,如果没有输入码流同步处理.,DVB-S2模式适配：输入码流同步,64,在这种情况下，在稳态和瞬态，FIFO缓存能够吸收时延和比特码率的变化。MPEGTS条件得到满足!Rs=符号率,输入码流直接锁定（lock）TX和RX时钟。,DVB-S2模式适配：输入码流同步,65,在每个TS包附加InputStreamClockReference(ISCR)。接收机产生一个本地时间戳，与ISCR比较，锁定接收机TS流时钟。,DVB-S2模式适配：输入码流同步,ACM和MPEGTS输入码流同步处理,66,接收机FIFObuffer“吸收”传输链路中动态时延变化。,输入码流同步在接收端的处理,DVB-S2模式适配：输入码流同步,67,DVB-S2模式适配：CRC-8编码器(只对包码流）,如果UPL=0D(连续通用码流)，输入码流没有改变，直接跳过CRC-8编码器。如果UPL0D，输入码流是长度为UPLbit的序列，UP有用部分(不包括同步byte)将进行8bitCRC系统码编码。CRC-8生成多项式：,CRC编码输出为：,其中u(X)是输入序列（UPL-8bit)。UPL=UserPacketLength，UP=UserPacket,68,CRC通过移位寄存器实现，在每个序列的第一个比特输入电路之前，所有的寄存器初始化为0。计算得到的CRC-8码字将代替随后UP的同步字，而此同步字将Copy到BBHeader的SYNC域，用于传输。,DVB-S2模式适配：CRC-8实现框图,69,DVB-S2模式适配：合并/分割Merger/Slicer,输入码流是通用连续或打包码流，在Merger/Slicer读取它们之前，输入码流应该缓存。Slicer将从它的输入（单个或多个之一）读取一段数据组成长度为DFL(DataFieldLength)bit的DataField域。Kbch(108)DFL0Kbch见下表5，(810)=80bit表示BBHeader，见后描述。Merger将拼接成单一的一个输出，不同的数据域从它的输入码流中读取和分割数据。对于单个码流，只存在分割(Slicer)功能块。DataField把组织来自单一输入端口的比特，并按着相同的传输模式（FEC和调制）进行传输。Merger/Slicer优先原则依赖于应用和遵循DVB-S2标准所描述的策略。依赖于应用，Merger/Slicer分配比特数：输入比特数等于DataField最大容量（DFL=Kbch80bit)，则分割的UP放在随后的DataField域；DataField中分配整数个Ups，则在上述要求的边界内DFL是可变的。当Merger/Slicer请求，而DataField无效时，物理层成帧模块将产生和传输一个虚构物理帧（DummyPLFrame）。,70,前述CRC-8代替同步字后，必须为接收机提供一个方法来恢复UP同步(当接收机已实现DataField域同步时)。Merger/Slicer计算DataField开始到第一个完整UP开始(CRC-8的第一个比特)的比特数；存储在BBHeader的SYNCD域(SyncDistance)。SYNCD=0D，表示第一个UP与DataField对齐。,DVB-S2模式适配：合并/分割Merger/Slicer,71,DVB-S2模式适配：BaseBandHeader,BBHeader位于DataField域之前，具有固定长度80bit=10byte8。MATYPE-1描述了输入码流格式，模式适配类型和滚降系数，见表3。MATYPE-2为多个输入码流的指示，否则保留。其它BBHeader比特描述了UPL、DFL、SYNC、SYNCD和CRC-8等系统信息，见表4。,72,DVB-S2码流适配,输入是BBHeader和随后的DataField域，输出码流为BBFrame。码流适配模块通过填充(Padding)构建恒定长度(Kbchbit)的BBFrame，然后进行扰乱。当传输的有效用户数据不能填满完整的BBFrame时，或当整数UP分配给了BBFrame时，可能需要填充（补“0”）处理。对于广播业务应用，没有填充。,BBFrame格式,73,DVB-S2码流适配：BB扰乱,完整的BBFrame进行随机化处理，随机序列应与BBFrame同步，从MSB开始，Kbchbit后结束。扰乱序列采用反馈移位寄存器生成：PRBS生成多项式为：1X14X15在每个BBFrame起始处，PRBS寄存器初始化序列为100101010000000。,74,此功能块完成：外码（BCH）内码（LDPC）比特交织输入为Kbchbit的BBFrame，输出为nldpcbit的FECFrame。BCH外码的校验位(BCHFEC)附加在BBFrame后面，而LDPC内码的校验位（LDPCFEC）将附加在BCHFEC域后面。,DVB-S2FEC编码,75,正常FECFrame（nldpc=64800bits),DVB-S2FEC编码：编码参数,76,短小FECFrame（nldpc=16200bits）,DVB-S2FEC编码：编码参数,77,DVB-S2FEC编码：外码BCH,纠t个错误的BCH编码器的生成多项式是通过把下表中的前t个多项式相乘而得到的。BCH编码参数如下表所示。,78,DVB-S2FEC编码：外码BCH,79,DVB-S2FEC编码：外码BCH,信息比特：BCH码字：BCH编码过程：消息多项式m(x)乘以,除以生成多项式g(x)。令d(x）为余项：得码字多项式：,80,LowDensityParityCheck(LDPC)Code1963年RobertGallager在其博士论文中提出了规则LDPC码，但没有有效的实现而沉寂了，在九十年代Turbo码热潮中获得了新生，1995年Mackyay和Neal重新介绍了LDPC，成为热点。LDPC码是长的线性分组码，其校验矩阵H是稀疏矩阵，即H有大量的0和小量的1组成。码组长度n通常很大，从几千到几十万比特。列中1的个数J3行中1的个数KJ设计的码率R=(K-J)/K参考文章Gallager,R.G.,LowDensityParityCheckCodes,MITPress,1963.MacKayDJ,NealRM.Goodcodesbasedonverysparsematrices.FifthIMAConference1995;100111.MacKayDJ,NealRM.NearShannonlimitperformanceoflowdensityparitycheckcodes.ElectronicsLetters1997;33(6):457458.RichardsonT,UrbankeR.Efficientencodingoflow-densityparitycheckcodes.IEEETransactionsonInformationTheory2001;47:638656.RichardsonT,ShokrollahiA,UrbankeR.Designofcapacityapproachingirregularlowdensityparitycheckcodes.IEEETransactionsonInformationTheory2001;47:619637.,DVB-S2FEC编码：内码LDPC,81,规则LDPC码：每行中有相同数量的“1”，每列亦是。规则LDPC码的H矩阵举例n=20,J=3,K=4,dmin=6,设计码率=1/4,实际码率=7/20.,DVB-S2FEC编码：内码LDPC,82,无规则的LDPC码在行向量中1的数目可能不相同，同样，列向量中也是如此。相对于规则的LDPC码，如果选择适当，将具有更好的性能。基于图论的强大的迭代译码算法。软判决：Sum-Product算法硬判决：Bit-flipping算法,DVB-S2FEC编码：内码LDPC,LDPC长度N=1024码率R30次BP迭代,83,为什么采用LDPC码？有何特点？人们对Turbo码系列进行了大量研究，需要标准化；LDPC用最小的复杂度，提供了最好的性能；较短的码字使复杂度减半，性能损失0.2dB.这意味着在相同性能时，若LDPC采用全BP(BeliefPropagation)译码算法，与Turbo码相比，LDPC复杂度只有。复杂度和性能之间更灵活的折中：易于并行解码，只包含加法、比较和查表等简单操作。并行度是“可调整的”，可在全并行和全串行之间折中实现量化字长显著影响实现性能除了BP译码算法，还有其它众多的次最优译码算法不需要码交织码结构本身就直接构成了随机化处理对于系统码，系统具有短的延迟简单有效的迭代译码本身适于双向图表示LDPC具有误码平台（ErrorFloor），DVB-S2FEC采用了BCH+LDPC，二进制码(比如BCH)对所有的调制方式都具有良好的性能。,DVB-S2FEC编码：内码LDPC,84,线性分组码线性分组码既可以用生成矩阵G，也可以用校验矩阵H来描述，两者有：GHT=0或HGT=0T假如规则LDPC为n=8，码率为，其校验矩阵为：,二进制信息矢量：u=(u1,u2,u3,u4)(长度k)码矢量（码字）：c=uG=(c1,c2,c3,c4,c5,c6,c7,c8)(长度n）线性分组码的码字c满足：cHT=0或HcT=0T,DVB-S2FEC编码：内码LDPC,85,LDPC双向图和解码,图形描述最重要的结果：高效迭代译码,(软判决)消息传递:变量节点和校验节点相互传递可靠性(对数似然性log-likelihoods)校验节点决定哪些变量是不可靠的，并“抑制”它们的输入。图中线的数目=H的密度稀疏=小的复杂度,在标准信道中最好性能：长的、随机似的LDPC码,DVB-S2FEC编码：内码LDPC,86,LDPC解码结构之一是可采用并行迭代译码结构,DVB-S2FEC编码：内码LDPC,变量节点,校验节点,87,部分并行实现(Parhietal,2002)结构化的LDPCcodes,DVB-S2FEC编码：内码LDPC,88,小的面积和路由大量的存储需求由于存储器访问，所以吞储量小。,DVB-S2FEC编码：内码LDPC,串行实现,89,DVB-S2FEC编码：BCH+LDPC级联,LDPC与BCH构成级联码BCH外码：主要是抵抗LDPC在低BER（10-？）时出现的误码平台(ErrorFloor)。LDPC编码参数见前面表5：码分组长度64800bit(或16200bit)有效编码码率:1/4,1/3,2/5,1/2,3/5,2/3,3/4,4/5,5/6,8/9,9/10,Thereceivingchipcomplexitytarget:10mm2withtoday0.09mtechnology,90,LDPC存在误码平台（ErrorFloor）,DVB-S2FEC编码：BCH+LDPC级联,91,AWGAN信道下，不同星座图中各种码率BCH+LDPC的性能,DVB-S2FEC编码：BCH+LDPC级联,数据是AWGN信道中QEF下（PER=10-7)的计算机仿真结果，50次LDPC定点解码迭代，理想的载波和同步恢复，无相位噪声，AWGN信道，正常的FECFrame长度，没有导频。直上直下的“瀑布”，非常接近Shannon信道容量,92,BCH+LDPC与DVB-S1和信道容量的比较,DVB-S2FEC编码：BCH+LDPC级联,与DVB-SRS+卷积级联码相比，在相同的C/N下，DVB-S2传输容量提高了35以上。在很宽的范围内，DVB-S2的LDPC距离Shannon极限0.60.8dB之内。在未来十几年内，估计很难有其它技术替代它。,93,交织（interleaving）就是一种将数据序列的顺序进行变换的一种处理方法。又可称为置换（permutation）。目的：使突发误码随机化，便于随后的FEC纠错。交织器的一般表示方法交织表：j=T(i)，表示输出序列的第i个符号取自输入序列的第j个符号。即当输入序列为x1,x2,，输出序列为y1,y2,时，yi=xT(i)。交织器的三个参数交织延迟交织前相邻的符号在交织后的最小距离称为交织深度，交织深度应不小于信道上可能的突发错长度，否则解交织后仍可能存在一定的突发错误。交织后相邻的符号在交织前的最小距离称为交织宽度，交织宽度应不小于编码的约束长度，或相应的参数，否则突发误码仍不能彻底打散。,DVB-S2FEC编码：比特交织,每种调制模式的块交织深度和宽度见表8所示。,94,此功能块只对8PSK、16APSK和32APSK调制模式。DVB-S2FEC比特交织采用了传统的块交织，数据按列方向串行写入交织器，然后按行方向串行读出（BBHeader的MSB首先读出，除了8PSK3/5码率时BBHeader的MSB是第三个读出。）,DVB-S2FEC编码：比特交织,95,DVB-S2调制,把串行FECFrame转换为并行，映射为调制星座图的复数矢量(I,Q)或等效的极坐标形式exp(j）。XFECFrame长度为64800/Mod或16200/Mod。星座图有4种格式（Mod）：QPSK(2bit/s/Hz)8PSK(3bit/s/Hz)16APSK(4bit/s/Hz):4-12-APSK32APSK(5bit/s/Hz):4-12-16APSK,三种滚降系数0.350.250.20,针对卫星转发器的非线性，星座图分布进行了优化。,96,对于QPSK，采用传统的Gray码绝对映射（没有差分编码）。每个符号的归一化平均功率等于2=1。两个FECFrame比特映射为QPSK符号，即第2i和2i+1比特映射为第i个QPSK符号，其中i=0,1,2,(N/2)-1，N为编码LDPC分组长度。,DVB-S2调制：QPSK星座图,97,对于8PSK，采用传统的Gray码绝对映射（没有差分编码）。每个符号的归一化平均功率等于2=1。除了3/5码率FEC，FECFrame的第3i、3i+1和3i+2比特映射为第i个8PSK符号；而对于3/5码率，第3i+2、3i+1和3i比特映射为第i个8PSK符号，其中i=0,1,(N/3)-1，N为编码LDPC分组长度。,DVB-S2调制：8PSK星座图,98,调制信号在高功放（HPA）中工作在靠近饱和点，HPA的非线性在信号中引入了相位和幅度失真。卫星广播信道是典型的非线性信道。由于ASPK的功率和频谱效率，以及它对非线性失真固有的抵抗性，使得它在非线性卫星数字传输信道中成为了一个有吸引力的调制方案。由此，它成为DVB-S2标准的一部分。卫星非线性信道调制方案的发展历程以最小欧式距离最大化（误码性能）为优化准则：在此信道中，与TC16QPSK或未编码的8PSK相比，16QAM没有显出优势；30年前人们就提出了圆形APSK调制的概念，并分析其非带限APSK的未编码BER特性，能清楚了它对非线性信道的适用性，但得出的接收是对于非线性信道上的单载波调制，APSK性能不如PSK方案；在平均功率约束下，人们使用未编码误码概率渐近线，对QAM星座图进行了优化，得到了优化的16QAM星座图，它由近似等边三角形的格子组成，但这个结果没有应用到卫星信道通过比较线性信道中的方形QAM和圆形APSK误码性能，表明APSK稍占优势；以互信息（信道容量）为优化准则：在平均和峰值功率约束下，人们研究了调制的互信息（信道容量），证明了圆形APSK星座图的优势。进一步研究了在峰值功率受限的高斯复信道中APSK的互信息性能损失，并与经典的QAM调整进行了比较，表明：对于互信息，APSK明显优于QAM，特别是16和64星座图。在线性信道中，APSK性能也几乎与QAM一样好。,DVB-S2调制：M-APSK星座图,99,M-APSK星座图由nR个同心圆组成，每个圆上等间隔均匀分布PSK星座点，信号星座点x是复数，出自下列表达式：,DVB-S2调制：M-APSK星座图,nk、rk和k分别表示第k个圆的星座点数、半径和相对相移。我们称这种APSK为n1+n2+.+nnRAPSK。在DVB-S2中，采用了|=4+12APSK，|=4+12+16APSK，分别有nR=2和nR=3个圆环。通常调制信号是归一化能量，即E|x|2=1，意味着半径rk是归一化的，以便。,100,M-APSK星座图设计的关键参数：圆上的星座点数nk圆半径rk星座点相对相移k定义k=k-1为第k个圆与内圆的相移。k=rk/r1为k个圆的相对半径。,DVB-S2调制：M-APSK星座图,4+12APSK和4+12+16APSK星座图,101,mQAM星座图,mQAM、VSB数字多电平调制频谱利用率,可实现的频带利用率,102,16APSK(n1=4,n2=12）星座图的传输容量性能优化（相对半径和相移为参量，Es/N0=12dB）,DVB-S2调制：16APSK星座图,103,16APSKEb/N0BER性能优化(不同星座点数、不同相移),DVB-S2调制：16APSK星座图,最小相移=0和最大相移=/n2的曲线重合，表明在高SNR时相移没有显著影响。对星座优化来讲，圆环半径比圆环上星座点数更起作用。,104,非线性高功放（非线性传输信道），4+12APSK优于6+10APSK。外圆存在更多星座点，允许HPADC功率转换效率最大；减少内圆星座点数更好，因为它在较低功率处发射，这对应着较低的DC效率。众所周知，HPA的功率转换效率是输入功率驱动的单调函数，直至饱和点。,DVB-S2调制：16APSK星座图,右图显示了在DVB-S2参数下，各种16APSK的发射信号包络的分布。4+12APSK功率包络比16QAM和6+10PSK更集中，更接近于16PSK；4+12APSK星座图是一个在16QAM和16PSK之间很好的折中，其误码性能接近16QAM，抗非线性性能接近16PSK。4+12APSK星座图比其它形式的16APSK具有更好的性能。32APSK与32QAM相比，32APSK也具有类似的优势。,105,最终DVB-S2标准：16APSK是由2个同心圆构成，圆上星座点等间隔分布，各为4和12，即4+12APSK。外圆和内圆半径之比=R2/R1，见表9。若4R12+12R22=16，则平均信号功率为1。FECFrame的第4i、4i+1、4i+2和4i+3比特映射为第i个16APSK符号，其中i=0,1,2,(N/4)-1，N为编码LDPC分组长度。,DVB-S2调制：16APSK星座图,106,DVB-S2调制：32APSK星座图,32APSK是由3个同心圆构成，圆上星座点等间隔分布，各为4、12和16。3个圆半径之比分别为1=R2/R1，2=R3/R1,见表10。若4R12+12R22+16R32=32，则平均信号功率为1。FECFrame的第5i、5i+1、5i+2、5i+3和5i+4比特映射为第i个32APSK符号，其中i=0,1,2,(N/4)-1，N为编码LDPC分组长度。,107,Es为每个传输符号平均能量数据是AWGN信道中QEF下的指标。理想Es/N0是计算机仿真结果，50次LDPC定点解码迭代，理想的载波和同步恢复，无相位噪声，AWGN信道，正常的FECFrame长度，没有导频。对于短时FECFrame，需考虑0.20.3dB的额外损耗。对于链路预算，需考虑相应的卫星信道损伤。PER是FEC后正确接收的有用TS包与错误TS包之比。,DVB-S2调制：Es/N0性能,108,DVB-S2调制：C/N性能,109,DVB-S2与DVB-S相比:比特率bit/s(相同的C/N和符号率):25-35%，取决于模式和应用更大的灵活性，更好地匹配转发器特性：频谱效率0.54.5bit/s/HzC/N范围2+16dB(AWGN),距离Shanna极限0.71dB意味着：“在我们的一生中，将不再需要设计另外的卫星广播系统。”,DVB-S2调制：性能比较,110,物理层成帧(PLFrame)过程如下：当没有XFECFrame准备好处理和传输时，产生虚构PLFrame，它由PLHeader和36个的未调制载波(I=Q=1/2）组成；XFECFrame分割为整数S个固定长度的SLOTs，每个SLOT长度M=90符号，S的数值遵循表11；在XFECFrame之前位置，生成和插入PLHeader，用于接收机配置。PLHeader将正好占据一个SLOT；(对于需要导频的模式)每16个SLOT插入一次导频块，以帮助接收机同步。导频块由P=36个导频符号组成；在物理层扰乱器中对(I,Q)调制符号进行随机化处理；,DVB-S2物理层成帧,PLFraming效率为：=90S/90(S+1)+Pint(S-1)/16其中，P=36，S为Slot数，int.表示取整.,111,DVB-S2物理层成帧,112,PLHeader用于接收机同步和物理层信令：XFECFrame的编码和调制方案，PLFrame长度和结构，导频符号的存在与否等信息。PLHeader(90个符号的一个SLOT）由下列信息域组成：SOF（26符号）：指示帧开始（StartofFrame），SOF序列为1.8D.2E.82HEX，对应的二进制为01-1000-.-0010，最左边比特为PLHeader的MSB位；PLS码（64符号）：PLS（PhysicalLayerSignalling）码是一个非系统的二进制纠错码（64,7)，最小距离dmin=32，它等效于排列下的一阶Reed-Muller码，传输的7个符号由两个域构成：MODCOD（5符号）：指示XFECFRAME调制和FEC码率；TYPE（2符号）：指示FECFrame长度(64800/16200bits)和导频是否存在，