资源描述
DC-DC降压转换器 基础与设计流程,2,概述,降压转换器基础 能量传输 波形 伏秒平衡 同步与 异步 /电流连续模式（CCM）与 电流断续模式（DCM） 经典控制结构 电压模式 电流模式 理想转换器的器件选择 功率电感 功率MOSFET 输出电容 基于EXCEL的下载工具 非理想转换器的器件选择,降压转换器基础,& Power!,4,降压型DC-DC转换器基础,输出电压低于输入电压 包含两个开关、一个电感和一个输出电容 在导通时间内，电感电流从输入流向输出。因电感两端承受正向电压，电感电流上升 在关断时间内，电感电流从地流向输出 。因电感两端承受反向电压，电感电流下降 导通时间内储存在电感中的能量，在关断时间内向负载释放,5,DC-DC降压转换器：简化波形,I,ON,I,OFF,I,L,I,C,t,on,t,off,T,V,sw,面积相等,。,稳态时,V,out,I,LOAD,。,I,L,I,L,2,假设开关A和B由固定频率的互补方波信号驱动,6,DC-DC降压转换器：伏秒平衡,在稳态工作时，每个周期开始和结束时的电感电流都相等（伏秒平衡） 在导通时间内： 在关断时间内： 占空比 ：,I,L,I,L,7,DC-DC降压转换器： 同步与异步/电流连续模式与电流断续模式,开关B可以是一个二极管或NMOS器件 若开关B是二极管 电感中不会有负电流 在轻负载时进入电流断续模式（DCM） 在低电流（2A）时方案成本较低 若开关B是MOSFET 电感允许有负电流。 在全负载范围内均是电流连续模式（CCM） 电流较高时，效率明显较高 增加了门极驱动电路的复杂性 轻负载效率非常低 采用智能驱动防止反向电流，可使轻负载效率更高,经典控制结构,& Power!,9,DC-DC降压转换器： 电压模式控制,我们需要在电源环路中引入一个负反馈进行扰动衰减 电压模式下，脉宽调制（PWM）信号通过以下方式驱动功率开关： PWM信号频率固定PWM信号的上升沿由振荡器设定 PWM信号的下降沿通过比较输入控制电压和一个固定的锯齿波电压进行调制 输入控制电压与输出电压的目标值和实际值之间的整体误差成正比,10,DC-DC降压转换器： 电压模式控制脉宽调制,脉宽调制器 电路与波形,11,电压模式控制： 负反馈定性评述,12,LC滤波器将SW节点的PWM波形转换为输出电压 所有电容均有等效串联电阻（ESR） 输出电容的等效串联电阻向环路增益中加入零点,零点,对复数极点,DC-DC降压转换器：电压模式控制 输出滤波器传递函数,13,DC-DC降压转换器：电压模式控制 输出滤波器传递函数,14,DC-DC降压转换器：电压模式控制 III型补偿,电压输出误差放大器 III型补偿 三个极点（一个在原点） 两个零点,*-假设为理想运放：增益带宽无限,15,DC-DC降压转换器：电压模式控制 III型补偿,电压输出误差放大器 III型补偿 三个极点（一个在原点） 两个零点 提高了直流精度,*-假设为理想运放：增益带宽无限,16,DC-DC降压转换器：电压模式控制 III型补偿,17,DC-DC降压转换器：电压模式控制 PWM直流增益,脉宽调制器 比较控制电压和锯齿波电压 锯齿波电压峰值为VPK,18,总增益是每一部分增益的乘积 误差放大器增益： 调制器增益： LC滤波器增益： 电压模式降压型DC-DC转换器的总环路增益,DC-DC降压转换器：电压模式控制 总环路增益,19,DC-DC降压转换器：电压模式控制 波特图,20,电压模式控制的 优势和挑战,优势 非常容易理解 瞬态响应好 环路增益与带前馈的Vin无关 可获得比电流模式更高的闭环带宽 最小导通时间和最小关断时间比电流模式明显缩短 可以输入或输出电流（DDR） 通常抖动较低 环路增益元件容差低，无需调整 挑战 Vin不带前馈时（ADP182x）环路增益改变 LC振荡若未衰减掉则有相位衰减 稳定性依赖于ESR零点可能有问题 未知输出电容能够轻易引起不稳定,21,DC-DC降压转换器：电流模式控制,采用电流模式控制 PWM信号频率固定PWM信号的上升沿由振荡器设定 PWM信号的下降沿通过比较输入控制电压和一个等效电感电流信号进行调制 输入控制电压与输出电流成正比,22,电流模式控制,脉宽调制器 电路与波形,*所示为峰值电流模式 我们将重温电流模式的变化,23,电流模式控制 检测电流 殊途同归,低端开关导通电阻检测,高端开关导通电阻检测,低端检测电阻,电感检测电阻,高端检测电阻,仿真电流,24,DC-DC降压转换器：电流模式控制 输出滤波器传递函数,LC滤波器将SW节点的PWM波形转换为输出电压，但因电感电流由PWM模块调节，电感充当电流源，传递函数中无复阻抗,零点,单极点（电压模式是对复数极点）,25,DC-DC降压转换器： 电流模式控制 II型补偿,跨导误差放大器 两个极点（一个非常低） 一个零点,26,降压型DC-DC转换器电流模式环路增益,脉宽调制器 比较控制电压和电感电流,27,DC-DC降压转换器电流模式控制 总环路增益,总增益是每一部分增益的乘积 误差放大器： 调制器： LC滤波器： 电流模式降压型DC-DC转换器的总环路增益 ,*-不考虑高频采样极点,28,电流模式控制降 压转换器波特图,若适当取消零点和极点,29,电流模式控制 优势与挑战,优势 通常电流模式控制本身具有限流特性 补偿电流模式比电压模式简单 增加电容通常不会导致不稳定（只是降低带宽） 电流模式芯片可以更方便地用于多种拓扑结构 减少了器件数量 挑战 检测电流需有最小导通和最小关断时间要求减少了应用空间 高带宽电流检测放大器对噪声敏感 大多数情况下，电流模式转换器的带宽不如电压模式转换器高 需要解决次谐波振荡不稳定问题 通常抖动高于电压模式 多开关之间串扰,器件选择,& Power!,31,DC-DC降压转换器选择MOSFET,主要关注： 温度稳定性 设计尺寸或成本勿超过安全标准 从何处开始？ 只需选择具有适当BVdss的FET 经过进行几次设计流程后，您就会有一种直觉判断哪种适用或不适用,32,DC-DC降压转换器 选择MOSFET 开关转换器的目标参数,阈值电压Vgs(th) 使源极和漏极之间形成导电沟道的最小门极偏置电压 随温度升高而减小 导通电阻Rds(on) 在导通状态下源极和漏极之间的总阻抗 确定额定电流和功耗的重要参数 由于空穴以及电子活动性随温度升高而降低，导通电阻随温度升高而升高 随门极对源极电压升高而降低 Rds(on)具有正温度系数(0.7%/C 1%/C) 并联操作的理想选择 并联MOSFET趋向于均分电流 漏极源极击穿电压BVdss 在关断状态下，器件不发生雪崩式击穿时能够承受的最大漏极源极电压,33,DC-DC降压转换器：选择MOSFET 我的MOSFET消耗多少功率？ （近似）,功率FET主要产生两部分损耗，其一是导通损耗 导通损耗 = (Irms)2 * Rds(on) 降压转换器MOSFET的电流有效值 Ihsrms =Iout*(D*(1+1/3*(iL/Iout)2) Ilsrms = Iout*(1-D)*(1+1/3*(iL/Iout)2) 使用数据手册中相近Vgs驱动电压的Rds(on)最大值,34,DC-DC降压转换器：选择MOSFET 我的MOSFET消耗多少功率？ （近似）,功率FET主要产生两部分损耗，其二是开关损耗 目标是尽可能在最高阻抗状态和最低阻抗状态之间迅速转换 寄生电容Cgs和Cgd可减缓转换，因而引起与开关频率相关的功耗,35,DC-DC降压转换器：选择MOSFET 我的MOSFET消耗多少功率？ （近似）,流经电感的电流及两端电压的乘积是三角波形 此三角形的面积就是开关转换损耗 Psw ( Vin * Iout ) * Fsw * (trise + tfall)/2 *更详细的 等式参见 演讲者注释,36,DC-DC降压转换器：选择MOSFET 我已算出FET的总损耗，是否太高了？,FET的总损耗（近似）是开关损耗和导通损耗之和 Ptot = Pconduction + Pswitch 现在，我们已得到总损耗，因此可以确定对于热稳定性来说是否太高了。 答案是（和大多数事情一样）取决于具体情况。 MOSFET制造商会在数据手册中规定一个最高结温（Tjmax）和结与环境之间的热阻（RjA） 知道RjA 、估计环境温度（ Tamb ）和Ptot后，就可以（非常）粗略地计算出结温（Tj），如下所示： Tj = Tamb + RjA*Ptot 若TjTjmax，所选的FET不适用,37,DC-DC降压转换器：选择MOSFET 封装表,您会发现结到环境的热阻（RjA）很大程度上依赖于封装,38,DC-DC降压转换器：选择MOSFET 结论,此时，您会得出以下三种结论之一： 1. FET工作状况不错。 它具有温度稳定性，并且功耗少，符合效率要求。 太棒了！ 2. 您选的FET会在应用中引发火灾 3. 您选的FET具有温度稳定性，但相对于效率要求，功耗太大。 4. 您选的FET功耗远低于其额定值， 但针对应用要求可能尺寸太大或成本太高,39,DC-DC降压转换器：选择电感,主要关注： 温度稳定性 铁芯不饱和 峰峰值电感纹波不会导致输出电压纹波超出规格要求 从何处开始？ 找出电感上的“伏”和“秒”来计算IL,40,DC-DC降压转换器：选择电感 纹波电流,IL通常是Iout的30至100 IL越小，通常转换器越大、效率越高 IL越大，通常转换器越小、效率越低 IL越低，输出电容的等效串联电阻可以越高 IL越高，输出电容的等效串联电阻必须越低,I,L,I,LOAD,I,L,I,C,I,L,2,41,DC-DC降压转换器：选择电感 饱和,电感饱和了？ Isat：相对与零电流时的电感量，电感降低x（通常x20）时的直流电流 若Isat (Iout+IL/2)就可以，对吗？ 也许。请查看饱和曲线,42,DC-DC降压转换器：选择电感 功耗,直流电阻,交流电阻,RCORE,L,PDISS Irms2 DCR,k为铁损常量 f为频率（kHz） B为峰值磁通密度，kG (V*T) * k1 V为铁芯体积(cm3),通常是主要功耗,可能是主要功耗,43,DC-DC降压转换器：选择电感 铁芯功耗,铁损取决于 铁芯材料、电流有效值、 峰峰值电感纹波 和开关频率 制造商铁损计算数据集成到 设计工具中 直流电阻损耗一目了然 Pdiss = Irms2*DCR,44,DC-DC降压转换器：选择输出电容,主要关注： 温度稳定性 考虑所有的降容 流经等效串联电阻的峰峰值电感纹波电流不会导致输出电压纹波超出规格要求 从何处开始？ 找出必须满足输出电压纹波要求的最大等效串联电阻,45,DC-DC降压转换器：选择输出电容 各类电容表现各异,选择铝电解电容 +/-成本最低，但尺寸最大 +可用容值大 -使用寿命和温度范围有限 -从25开始容值下降，低额定有效值 选择陶瓷电容 +/-尺寸小，但容值也小 +低等效串联电阻，高额定有效值 +使用寿命长，温度稳定性好（X7R） -施加的电压升高，容值降低 -等效串联电阻随频率变化 混合电容和钽电容 +/-任意价格、任意低压规格 +容值和等效串联电阻稳定 -颜色漂亮，但若忽视规格要求会有难闻的气味,46,DC-DC降压转换器：选择输出电容 MLCC降容,不了解降容曲线会导致不稳定或不符合规格要求,47,DC-DC降压转换器：选择输出电容 瞬态响应,问题： 确定因负载释放或投入引起的输出电压偏移 极度非线性问题 数据手册数据手册中可能会提供一次等式，但很难做到精确 解决方案： 构建一个基于时间的仿真器 让我为您介绍ADI公司的DC-DC设计工具,基于EXCEL的下载工具,& Power!,49,DC-DC降压转换器：实际降压转换器模型,50,DC-DC降压转换器：可用下载工具,可以提供基于EXCEL的降压转换器设计工具 异步降压转换器 ADP1864 3.15v至14v输入范围；0.8至14v Vout范围；0至10A Iout范围 支持不同的输出电容，并进行自动补偿 ADP3050 3.6V至30V输入范围，1A输出 同步降压转换器ADP2102/5/6/7、ADP2108、ADP2114/6 5.5V输入，最高4A输出；非常适合电池操作 通过自动补偿实现最佳性能 线性调节器ADP12x/13x/15x/17x、ADP170x、ADP33xx、ADP667、ADP175x、ADP174x 输入电压最高28V，输出电流最高2A ADIsimPower的应用空间相当广阔,
展开阅读全文