UC3845反激式开关电源要点

目录一、目的 3二、内容 3一.主电路工作原理及设计 51.1 单端反激变换器工作原理 51.2 单端反激变换器的工彳模式及基本关系 51.2.1 电流连续时反激式变换器的基本关系 51.2.2 电流临界连续时反激式变换器的基本关系 71.2.3 电流断续时反激式变换器的基本关系 81.3 RCD吸收电路工作原理及设计 81.3.1 RCD吸收电路工作原理 81.3.2 RCD电路参数设计 91.4 变压器设计 91.4.1 确定匝比 91.4.2 电感设计 101.4.3 磁芯选择 111.4.4 匝数设计 111.4.5 气隙设计 121.5 主电路器件的选择 121.5.1 功率开关管的选择 121.5.2 副边整流二极管的选择 131.5.3 输出滤波电容的选取 131.5.4 钳位电路设计 13二.控制电路工作原理及设计 132.1 电流控制技术原理 132.2 电流控制型脉宽调制器 UC3845. 142.2.1 UC3845内部方框图 142.2.2 UC3845 功能介绍 152.3 基于UC3843勺控制电路设计 162.3.1 开关频率计算 162.3.2 保护电路设计 17三.反馈电路工作原理及设计 173.1 反馈电路工作原理 183.2 反馈电路设计 183.2.1 稳压器 TL431 183.2.2 光电耦合器 193.3 参数选择 204 .仿真验证 215 .总结 26直流隔离电源变换器设计一、目的1 .熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究 PID闭环调压系统设计方法。2 .熟悉专用PWM控制芯片工作原理及探究由运放构成的 PID闭环控制电 路调节规律，并分析系统稳定性。3 .探究POWER MOSFET驱动电路的特性并进行设计和优化。4 .探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。二、内容设计基于脉冲变压器的DC-AC-DC变换器，指标参数如下：输入电压：90V135V;输出电压：12V,纹波1%;输出功率：50W;开关频率：30kHz;输出电流范围：20%至满载；具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路；具有隔离功能；进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。直流隔离电源变换器设计摘要单端反激变换器是开关变换器的一种基本的拓扑结构，具具有重量轻、体积 小、制造工艺简单、成本低、功耗小、工作电压范围宽、安全性能高等优点，因 此在实际中应用比较广泛，对单端反激变换器的研究和设计具有重要意义。本次设计实验首先对反激变换器CCM DCM：作模式下的能量传输过程及其 基本关系进行了分析比较，对RCD1位技术进行了研究，详细阐述了主电路中的 高频变压器、MOSFE T输出整流二极管和滤波电容等关键参数设计准则。其次还研究了电流控制技术和基于此技术的 UC38455片的工作原理及特点, 进而设计了控制电路。本电路反馈回路采用可调式精密稳压器 TL431配合光耦 PC817；达到了更好的稳压效果，提高了系统的可靠性。最后对由主电路、控制电路、反馈回路构成的反激变换器闭环系统进行了详 细设计，并进行了仿真验证，分析和验证了电路设计的正确性和准确性。接着根据系统原理和仿真参数，进行实际电路的搭建和调试，搭建的实际电路能够满足 项目要求。一.主电路工作原理及设计1.1 单端反激变换器工作原理图1-1给出了反激(Flyback) DC/DC转换器的主电路及其工作状态的电路。 它是由开关管S、整流二极管D、滤波电容C和隔离变压器构成。开关管S按照 PWM方式工作。变压器有两个绕组，初级绕组 L1和次级绕组L2,两个绕组是 紧密耦合的。使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。以保证在最大负载电流时 铁心不饱和。图1-1单端反激变换器的主电路图在图1-1中，为Vi输入电压、Vo为输出电压、Io为输出电流、S为开关管、L1、 L2为储能电感、，1为流过电感L1的电流、iL2为流过电感L2的电流，D为续流 二极管、C为输出滤波电容、Rl为负载电阻。当开关管S导通时，续流二极管D承受反向偏置电压而截止，流过电感 L1 的电流iL1线性增加，储能电感L1将电能转换成磁能储存在电感 L1中，此时， 负载由输出滤波电容C供电；当开关管S断开时，电流iL1降为零，续流二极管 D导通，储能电感Ll将能量通过互感传递给L2,通过L2释放能量，流过电感 L2的电流iL2线性减小，在减小到Io之前，电感电流一部分给负载供电，一部 分给电容充电：减小到小于Io后，电容进入放电状态，负载由电感和电容共同 供电，以维持输出电压和输出电流不变。在开关管S断开期间，流过电感L2的电流iL2线性减小到零时下一个开通周期还没有到来，则会出现副边电感电流断续的状态。根据副边电感电流是否出现断续将电路的工作方式分为连续导电模式 (CCM和不连续导电模式(DCM。1.2 单端反激变换器的工作模式及基本关系1.2.1 电流连续时反激式变换器的基本关系 开关状态1 (0-Ton)在t=0瞬间，开关管S导通，电源电压Ui加在变压器初级绕组 W什，此时，在次级绕组 W2中的感应电压为uw2=W2ui ,其极性“*”端为正，是二极W1管D1截止，负载电流由滤波电容Cf提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1,因此初级电流ip从最小值Ipmin p开始线性增加，具增加率为：(1-1)(1-2)dip U idt 一 L1在t=Ton时，电流达到最大值IpmaxoI Pmax - I PminDuTsL1在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通 中也线性增加。磁通中的增加 量为：U，一叫会 DuTs（1-3）（2）开关状态2 （Ton-Ts）在t=Ton时，开关管S关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向， 其极性“*”端为负，使二极管D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管 D 释放，一方面给电容C充电；另一方面也向负载供电。此时只有变压器的次级绕 组工作，相当于一个电感，其电感量 L2。次级绕组上的电压为Uw2=Uo,次级电 流is从最大值Ismax线性下降，其下降速度为：(1-4)(1-5)dis _ U_o出一 L2在Ud1=Uo+"Ul时，电流达到最大值Ismax K12匕()Ismax I smin(1Du)TsL2在此过程中，变压器的铁心被磁化，具磁通 中也线性增加。磁通中的增加 量为：=U（/ Du）Ts（1-6）（3 ）基本关系在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量 （由必然等于开关管关断时的 减少量ABu，即AG（十=&6（7,则由式（1-3）和式（1-6）可得(1-7)Uo 二W2 DuDu.Ui W1 1-Du K12 1 - Du式中,K12=W2是变压器初、次级绕组的匝数比。开关管S关断时所承受的电压为Ui和初级绕组 W1中感应电动势之和，即UvW1 =Ui 1UoW2UiIDU(1-8)在电源电压Ui 一定时，开关管S的电压和占空比Du有关，故必须限制最 大占空比DumaX勺值。二极管D承受的电压等于输出电压 Uo与输入电压Ui折算 到次级的电压之和，即一 一 UiU D = U 0 K12负载电流Io就是流过二极管D1的电流平均值，即1“I o 一 之（I smin I smax （1 Du ）(1-9)(1-10)根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立:W1IpminW1Ipmax二 W2Ismin= W2Ismax 2 smax(1-11)由以上各式可得I pmax_WiW 1 -D-I Ui Du 2L/ uI smax，I W_2d ou1-DuW4 2Li，(1-12)1.2.2 电流临界连续时反激式变换器的基本关系如果在临界电流连续时工作，则式（1-7）仍然成立。此时，初级绕组的电流最大值为I pmax p maxUiL1.fsDu,则 I smaxW1 Ui-W2 Lvfs1 . 一 _ .Du,负载电流 Io = I smax(1 - Du ) ,故有临界连续负载电流:I oG = I2LfsW2Du(1-Du)(1-13)在Du=0.5时，&达到最大值I oGUiW1(1-14)(1-15)于是（1-13）式可以写成IoG=4IoQmaxDu(1Du)上式就是电感电流临界连续的边界。1.2.3 电流断续时反激式变换器的基本关系在电感电流断续时， 久不仅与占空比有关，而且还与负载电流I。有关，下Ui面通过能量守恒进行推导。一个周期T内直流母线电压Ui提供的功率为P 0.5* Lp(Ip)2T又因 |P= (Vdc 1)Ton/LP,则有一 2一 2(Ui-1)Ton(UiTon)p = 2TLp2TLp设变换器的效率为80%则有输入功率=1.25*输出功率，即: 2_21.25V。_ (UiTon)Ro2TLp(1-16)(1-17)(1-18)Uo=UN2.5TLp(1-19)可以求得1.3 RCD吸收电路工作原理及设计1.3.1 RCD吸收电路工作原理反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状 态，为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功 率开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大，CCMK式整流二极管反向恢复引起功率 开关开通时高的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电 压、电流应力。RCDM收电路加在变压器原边两端，电路拓扑如图 1-2所示。功 率管S关断时，变压器漏感能量转移到电容 C上，然后电阻R将这部分能量消耗 掉。图1-2 RCD吸收电路1.3.2 RCD电路参数设计(1)功率管截止时，漏感能量等于电容C®收的能量Llk I p max121 _2= C(Uds - Ui) 一 CU reset22(1-20)式(1-14)中，L1k为变压器漏感、Lpma刻原边电感电流峰值、Uds为最大漏源电 压、Ureset为电容C0始电压、Ui为输入直流电压。故(1-21)LlkIp max 22(UDS -Ui)2 - Ureset2(2)电容C±的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状态在功率管开通之前，电容C上的电压不应放到低于(N1/N2)Uo,否则二极管D#通，RCDT位电路将成为该变换器的一路负载。电阻 R艮据下式求得：N(Uds -Ui)e RC - N1UO(1-22)电阻初定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为1 ,1 八21 八 2PR =2L/pmaxf =C(UDS.Ui)2-2CUreset2f(1-23)(3)二极管D承受的峰值电压为Ui+(N1/N2)Uo,峰值电流为原边电感峰值电流Ipmax。1.4变压器设计1.4.1 确定匝比加在变换器输入端的直流电压最大为135 V我们选用额定值为500V的mosfet,此时保留50V的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过450V。由上分析知，漏极电压为 Vn +VZ ,于是有Vin Vz=18 0 Vz 450(1-24)VZ < 4 5 0 1 80 V 7 0因为为保证最大占空比小于0.5,需选择标准150V稳压管。若以V/ 为函VOR数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下，VZ/ =1.4均为消耗曲线上的. VOR明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有VOR=V/ 4=0. 7WZ =0. 7 150 V1 05(1-25)假设28V输出二极管正向压降为1V,则匝比为1.4.2电感设计”上一耳二3.62Vo Vd 29(1-26)由负载功率和电压，可以得到Io140=5A28(1-27)一次输出电压为VOR ,负载电流为I OR ,其中1 ORIo 5n 3.62= 1.38A(1-28)假定设计效率为80%,则可以得到输入功率Pn =-P80%0.8140二175W(1-29)于是可以得到平均输入电流1 in江二世二1.35AVINMIN130(1-30)平均输入电流与实际占空比D直接相关。因I inD为一次电流斜坡中心值,且其值与ILR相等，于是有1 -D解得1 in1.351 inIor 1.35 1.38= 0.5(1-32)二次电流斜坡中心值为IlIo1 -D=10A 1-0.5(1-33)一次电流斜坡中心值为10 八lr2.76 An 3.62Il(1-34)根据以上Ilr值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流1_Ipk = (1 )Ilr=1.25 2.76 A3.45(1-35)(1-31)伏秒数为Et=VnOn130 0.53 1. 6 2 5V mson on. 40130(1-36)二次电感LsLp1 EtxI LR1. 62。1mHr 2. 7 6 0. 5(1-37)Lp 1.18m2 =2 9 90.0uHn 3.62(1-38)1.4.3磁芯选择设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁芯的能量存储能力。若无气隙，磁芯一旦存储少许能量就容易达到饱和。但对应所需r值，还应确保L 值大小。若所加气隙太大，则必然导致匝数增多一一这将增大绕组的铜 耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须进行折中选择， 通常采用如下公式（一般应用于铁氧体磁芯，且适用于所有拓扑）Ve =0. 7(1-39)其中f的单位为kHz。则前例可得(20.25 )1 7 5.Ve =0 . 73 8 .(2r80.54 0(1-40)于是开始选取这个体积 和面积在他的规格中已给出（或接近）磁芯。在EE55中可以找到，具等效长度设计离线式变压器时，因需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种因素, 通常将r值设定为0.5左右。根据“ LmI ”规则一次电感为2Ae = 3.54cm le = 12.3cm则可得具体积为(1-41)3Ve = Ae le 3. 5 4 1 2. 3 4 3cn54基本满足要求。1.4.4 匝数设计电压相关方程(1-42)B =UtNA使B与L相关联。由于给定频率的r和L表达式等效，故结合这些公式，磁通 密度变化取最大值（通过r）,即可得到非常有用的关于r的电压相关方程式(1-43)N =(1+2 )一VO±2 淖用于所有拓扑)r 2 BPK Ae f所以若无材料的磁导率、磁隙等信息，只要已知磁芯面积Ae与其磁通密度变换范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁芯，不管有无磁隙，磁通 密度变化都不能超过0.3T。所以求解N为（一次绕组匝数）(1-44)%2、130 0.5n p = (1 + ) 43 = 38.25匝0.52 0.3 3.54 10卫 40 103则28V输出的二次绕组匝数为%n3 8. 2 5“ 1 0. 573. 6 2(1-45)分别取整数为40匝和11匝1.4.5 气隙设计最后，必须要考虑到材料的磁导率，L与磁导率相关的方程有(1-46)1 RA.2L = （oe） N HZ le其中,z为气隙系数求得le(1-47)所以1 "J Az ( °飞Lle)N212000 4二 10 3.54 10“3(21.18 1012.3 10)402(1-48)求解气隙长度z=9.81(1-49)1 2. 3 2 00。0z = 9. 8 1g= g =1 2. 3 g1.5主电路器件的选择1.5.1 功率开关管的选择功率开关管上承受的电压应力和电流应力分别为0. m4n(1-50),1、 .1PK =(1 _) Ilr=1.25 2.76 =3.45A r功率管选用 IRF840(8A/500V)。1.5.2 副边整流二极管的选择整流二极管D承受的电压应力和电流应力分别为Ud=U0UiK12I lpk 一 nI pk整流二极管选用 MBR10100G(100V/10A)。1.5.3 输出滤波电容的选取输出滤波电容为式中，K%为纹波率、R为负载电阻, 1.5.4钳位电路设计_5I8K%R输出滤波电容选用 220uF的电解电容。LlkI pmax(UdS-'Ui) U reset2根据公式(116)来计算吸收电阻R勺值，R上的功耗基本为漏感能量通过电容转 化而来，功耗值为=1 L，, I f2lk pmax 1由于二极管D?口电容C匀有功耗，电阻R的功耗按计算值的一半来考虑。二极管D上通过的lb!值电流ID=Ipk=3.45A ,所以选用肖特基二极管MUR1560(15A/600v>二.控制电路工作原理及设计2.1 电流控制技术原理电流控制技术原理图，如图2-1所示，图中A为误差放大器，N为PWM较器, Uref为参考电压，采用恒频时钟脉冲置位锁存器，输出脉冲，以驱动功率管导通， 使电源回路的电流增大。电源输出电压Uo与参考电压Uref比较放大后，得到误差 电压Ue。当电流在采样电阻Rs上的幅度达到Ue时，脉宽比较器的状态翻转，锁 存器复位，驱动撤除，功率管截止。这样逐个检测和调节电流脉冲就可以达到控 制电源输出的目的。图2-1电流控制技术原理图电流控制技术与传统的电压控制技术相比，在电路结构上增加了一个电感电流反馈，此电流反馈就作为PWM斜坡函数，因此不再需要锯齿波（或三角波）发 生器。反馈的电感电流，其电流变化率 di/dt直接跟随输入电压和输出电压的变 化而变化，电压反馈回路中误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接去控制功率开关通断的占空比，使功率开关的峰值电流受电流给 定信号控制。2.2 电流控制型脉宽调制器UC38452.2.1 UC3845内部方框图UC384源列芯片的内部方框图，如图2-2所示。图2-2 UC3845内部方框图1脚为误差放大输出，并可用于环路补偿；2脚是误差放大器的反相输入；3 脚是电流取样端，通常通过一个正比于电感器电流的电压接到这个输入， 脉宽调 制器使用此信息中止输出开关的导通；4脚为RT/C福，通过将电阻RT1至Vref并将CT4至地，使得振荡器频率可调；5脚为接地端；6脚为输出端，输出开关频 率为振荡器的一半；7脚为Vc谣；8脚为参考输出，它经RTO电容CTS供充电电 流，可提供大电流图腾柱输出，输出电流达 1A。2.2.2 UC3845功能介绍(1)过压保护和欠压锁定当工作电压Vc次于36VM,稳压二极管稳压，使内部电路在小于 36VF可靠 工作；而当欠压时，有锁定功能。在输入电压 U、于开启电压阀值时，整个电路 耗电lmA,降压电阻功耗很小。此芯片采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出 级被驱动之前，集成电路已完全可用，正电源端和参考输出各由分离的比较器监 视，每个都具有内部的滞后，以防止通过它们各自的门限时产生错误输出动作。(2)振荡频率的设置如图3.2所示，UC38355片8脚和4脚之间接RT, 4脚和5脚之间接CT, 8脚5VS准电 源经RT合定时电容C优电，U振荡器工作频率f为forc1. 7 2RtC(2-1)(3)误差放大器的补偿UC3845勺误差放大器同相输入端接在内部+2. 5V®准电压上，反相输入端接 受外部控制信号，其输出端可外接R刎络，然后接到反相输入端，在使用过程中， 可改变R、C的取值来改变放大器的闭环增益和频率响应。(4)电流检测和限制电流检测电路，如图3-3所示。正常运行时，检测电阻K的峰值电压由内部误差放大器控制，满足式(2-2)pk(2-2)V(pin1) -1.4V 3rS图2-3电流检测与限制V(pin1)为误差放大器输出电压、I pk为检测电流。UC384的部电流测定比较器反向输入端箝位电压为IV,最大限制电流I k(max_1Vo在R的3脚之间，常用R pk(max)C组成一个滤波器，用于抑制功率管开通时产生的电流尖峰，其时间常数近似等 于电流尖峰持续时间(通常为几百纳秒)。(5)内部锁存器UC384的部设置有PWM存器，加入锁存器可以保证在每个振荡周期仅输出 一个控制脉冲，防止噪声干扰和功率管的超功耗。(6)图腾柱输出UC3845勺输出级为图腾柱式输出电路，输出晶体管的平均电流为土 200mA 最大峰值电流可达4-1A,由于电路有峰值电流自我限制的功能， 所以不必用入电 流限制电阻。(7)驱动电路UC3845勺输出能提供足够的漏电流和灌电流，非常适合驱动N勾道MOS率晶体管，图2-4(a)为直接驱动N勾道MOS率管的电路，此时UC184片口MOSFET问 不必进行隔离。若需隔离可采用图2-4(b)所示的FB离式MOSFET驱动电路。（b）图2-4 驱动电路2.3基于UC3845的控制电路设计控制电路原理图如图2-5所示。稳压管VZ2和电阻R3是为了防止脉冲信号 电压过高而照成开关管的损坏，对电路进行稳压，考虑到开关所能承受的电压， 选取15V的稳压管，电阻R3=20%电阻R11和电容C13组成RC滤波器对6脚输 出的脉冲电压进行滤波，所以 R11=20欧姆，C13=4700pF2.3.1 开关频率计算如图2-5所示，UC3844勺月却8与脚4间电阻R8及脚4的接地电容C17决 定了芯片内部的振荡频率，由于UC3844内部有个分频器，所以驱动MOSFET率 开图2-5驱动电路原理图关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半。本实验设计的电路频率为 40KHz;则UC3845的振荡器工作频率为80KHz电阻R8一股取10k,则电容C17 由式2-1计算可得为2.15nF。电容C18取为0.1uF。2.3.2 保护电路设计如图2-5所示，电源电压过压时，2脚电压将会增大，当增大到一定值后， UC3845等会关断PWMG即让6脚输出为0, MO第Q1关断，电源电压自然就 会下降，下降到一定程度后，反馈电压 VFB也同时变小，这样UC3845B勺6脚又 开始输出PWMS, J5制MO第的开通关断，使电压维持在12V左右。MOSFET率开关管的源极所接的 R6是电流取样电阻，变压器原边电感电流 流经该电阻产生的电压经滤波后送入 UC3844的脚3,构成电流控制闭环。当负 载短路或过流时，通过 MOST的电流增大，则取样电阻 R6上的电压也会升高， 当三脚的电压高于1V时，电流采样比较器输出高电平使 PW颜存器置0而使输 出封锁，从而达到保护的效果。若故障消失，下一个时钟脉冲到来时将使PWM锁存器自动复位。由于MOST开通关断时，有可能产生电流尖峰，并传递到UC3845 的3脚，为防止UC3845误保护，我们在R6上并联一个RC滤波电路，其中R5=1K C14=470pF这样就可以滤除电流尖峰，防止误保护。由式1-35知，峰值电流为3.45A,则R6取0.3C/5W 。三.反馈电路工作原理及设计反馈电路是通过输出电压引起光电耦合器PC817二极管-三极管上的电流变化取控制UC3845调节占空比，达到稳定输出电压的目的。电路核心器件PC817 和TL431。图3-1所示为反馈电路原理图，输出经过TL431反馈并将误差放大， TL431阴阳极间电压变化，引起流过光耦 PC817发光部分的电流变化，而处于电 源高压边的光耦感光部分得到反馈电压，用来调整的UC3845控制器/&出的PWM波的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。图3-1反馈电路原理图3.1 反馈电路工作原理当输出电压有变大趋势时，经两电阻R13和WR份压后接到TL431的参考输 入端（误差放大器的反向输入端）的电压升高，与TL431内部的基准参考电压2.5V 作比较，使得TL431阴阳极间电压Vka降低，进而光耦二极管的电流If变大， 于是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也就越大。UC3845在接受这个变大反馈电压后，与其内部的基准电压进行比较后导致脚 1的电平变低，经过内部电 流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高,PW檄存器复位,或非门输出变低，于是关断开关管，使得脉冲变窄，缩短MOSFET率管的导通时间，于是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小，使输出电压Vo降低。反之亦然，总的效果是令输出电压保持恒定，不受电网电压或负载变化的影响，达到了实现输 出闭环控制的目的。3.2 反馈电路设计3.2.1 稳压器 TL431TL431采用DIP-8或TO-9训装形式，引脚排列分别如图3-2所示。3个引脚分 别为：阴极（CATHODE阳极（ANODE和参考端（REF。图中，A为阳极，使用 时需接地；K为阴极，需经限流电阻接正电源；URE是输出电压UO勺设定端，外 接电阻分压器；N防空脚。DIP君封装Td制封装图3-2 TL431封装图及等效电路图等效电路由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的2.5V基准源，接在运放 的反相输入端。由运放的特性可知，只有当RE端(同相端)的电压非常接近Uref (2.5V)时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着 RE端电压 的微小变化，通过三极管VT勺电流将从1到100mA变化。前面提到TL431的内部含有一个2.5V的基准电压，所以当在RE端引入输出反 馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图3-3所示的电路，当R侪口 R2勺阻值确定时，两者对VOI勺分压引入反馈，若Vd曾大，反馈 量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致 VoT降。显见，这个深度的负反馈 电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时 Vo=(1+R1/R2)Vref 。VQATTvo =0+黑)”图3-3 TL431典型应用电路选择不同的R1和R2的值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出， 特别地，当R1=R方寸，Vo=5V)需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1mA3.2.2 光电耦合器此处选用光电耦合器PC817, PC81和常用的线性光耦，具有上下级电 路完全隔离的作用，相互不产生影响，具有如下特点 ：(1)输入和输出之间的隔绝电压高：5000V(2) 电流传输比CTR:IF=5mA,VCE=5Vf最小值为50%（3）紧凑型双列直插封装PC81优电耦合器不但可以起到反馈作用还可以起到隔离作用。其内部框图 如图3-4所示。图3-4 PC817等效电路图极极 艮艮寸国 阳阴发集当输入端加电信号时，发光器发出光线，照射在受光器上，受光器接受光线 后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了 “光-电-光”的转换。普通光电 耦合器只能传输数字信号（开关信号），不适合传输模拟信号。线性光电耦合器 是一种新型的光电隔离器件，能够传输连续变化的模拟电压或电流信号， 这样随 着输入信号的强弱变化会产生相应的光信号， 从而使光敏晶体管的导通程度也不 同，输出的电压或电流也随之不同。3.3 参数选择TL431参考输入端的电流参考值为2uA,为了避免此端电流影响分压比和避免 噪声的影响，通常取流过电阻R13勺电流为参考/&入端电流的100音以上，根据公 式4-1计算，取R13勺值为10k则,R13<=2.5V/200uA=12.5K根据TL431的特性，R13 WR1 Uo Uref有固定的关系:U0-1 WR1*UrefR13R13(3-1)(3-2)WR1 =(Uo Uref)* U(3-3)ref上式中，Uref为2.5V, Uo为28V,根据（3-3）式计算得出 WR1=102k为了取得合适的R11ffi,首先根据PC817Uce与Ic关系曲线确定PC817!极管 正向电流If。UC3845勺误差放大器/&出电压摆幅0.8V<Uo<6.2V,由图3-5可知， 当PC817：极管正向电流If在5mAfc右时，三极管的集射电流Ic在5mAfc右变化， 集射电压Uce在很宽的范围内线性变化，符合UC3845勺控制要求。PC817勺电流彳输比CTR=0.8-1.6,按公式4-4计算得出通过PC81内部发光 二级管的最小电流为：, Ic 5mAI fmin6.25mACTR0.8(3-4)发光二极管能承受的最大电流为50mA TIA31最大电流为100mA故取流过R11的If max为50mA根据公式3-5和3-6,Rs三1 f min28V -2.5V -1.2V=3.9K6.25mA(3-5)1 f max28V -2.5V -1.4V 二 482 150mA(3-6)选择RSl勺取值为500欧姆。图3-515. C5J 45673集电极龙射极电压（V；PC817的集电极电流与集电极发射机电压此电路设计中还增加了提升低频增益电路， 用电阻R12和电容C19用接于控 制端和输出端，来压制低频（100Hz）纹波和提高输出调整率，即静态误差。四.仿真验证仿真电路由主电路、控制电路、反馈回路组成的整个系统进行了仿真， 如图 4-1所示。主电路主要由由MOSFET开关管、整流二极管、滤波电容、隔离变压器和 RCD吸收电路构成。控制电路采用 UC3845峰值电流控制芯片。反馈电路采用 输出电阻分压取样，经过可调精密稳压器TL431和光电耦合器PC817给到控制芯 片2脚V。MOSFET功率开关管的源极所接的电阻是电流取样电阻，变压器原边电感 电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入 UC3845的月却3,构成电流控制闭环， 当负载短路或过流时，达到保护的效果。由于MOST开通关断时，有可能产生电流尖峰，并传递到 UC3845B勺3脚， 为防止UC3845M保护，并联了一个RC8波电路。由于MOST开通关断时，有可能产生电流尖峰，并传递到UC3845勺3脚，为防止UC3845M保护，并联了一个 RC滤波电路。maincircuit图4-1整体电路图当输出电压Vo有变大趋势时，经两电阻和分压后接到TL431的参考输入端 （误差放大器的反向输入端）的电压升高，与TL431内部的基准参考电压2.5V作 比较，使得TL431阴阳极间电压Vka降低，进而光耦二极管的电流If变大，于 是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也就越大。 UC3845在接受这个变大反 馈电压后，与其内部的基准电压进行比较后导致脚 1的电平变低，又因电流采样 端接地，所以经内部电流检测比较器与电流采样电压（为 0V）进行比较后输出 变高，PWM锁存器复位，或非门输出变低，于是关断开关管，使输出的 PWM 波全为低电平，即占空比为0o囿'图4-2输入电压变化情况» Grap卜 Ed 1oipwlr. M 门timeresistance±02,88220m2. SB_32tLim14.4440m14.4540.1m576660m5.76260.1m2.88S8Cm2.88Stimulus Profile20 Cm60 0 m4 aom time T endl (s) SOmOKCaned图4-3负载变化情况图4-2和4-3分别是输入电压变化情况和负载变化情况。 为验证电路的动态 性能和带载能力，设置输入电压突变，在0-20ms保持90V,在20.1ms突变到115V, 保持20ms,在40.1ms突变为135V,保持20ms,在60ms时刻开始，输入电压以 2.25V/ms下降，直到80ms时刻。负载变化情况类似，验证负载从 20哌U半载再 到满载的过程。由此得到输出电压和电流波行如图4-4。蚓'图4-4输出电压和电流波形图4-4是输出电压和电流波形。从第一幅图可以看出，输出电压在 5ms进 入稳态，调节时间较短，且没有振荡。20ms时刻输入电压和负载都变化，输出 电压存在幅值为50mV的波动，在0.1ms内迅速稳定，电流也突变为20%;在接 下来的20ms内，输入电压保持115V、负载保持20%状态，输出电压和电流保 持稳定。在接下来的两个20ms,负载依次从20%变化到半载和满载，输入电压 和负载同时突变，如图4-4,输出电压在突变发生时能够迅速稳定（0.1ms）,并 且有较小的纹波水平（50mV）o负载达到指标要求的从20%到满载变动。111图4-5原副边电流如图4-5,第一幅图是pwm波形，第二幅图是原边电流，第三幅是副边电流。在一个周期内，开关管导通时，原边电流线性上升，副边电流为零；开关管断开 时，原边电流关断产生的反压被 RCD电路吸收，副边绕组上的电压变成上正下 负，副边电流线性下降。当副边电流下降为零时，开关管还没导通，所以反激变 换器工作于DCM状态。iOCOFfel =_-i-rU 师&S-Y: 243 36> 1BS11250.0-M'C-人。优雁了4- 1000500-KgY13B37i(XC-2DCXflCCrfi5Tiifl-OD.7 7Sfl795m? 2DQC-图4-6 RCD吸收电路和开关管 Vds波形如图4-6,第一幅图是RCDR收电品&电容C两端的电压波形，第二幅图是开关管Vds两端波形，第三幅图是PWM用于对照分析。RCDM收电品&电容C上的 电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后一直处于放电状态直到功率管再次 开通，电容C上的电压不应放到低于（Ni/N2）Uo,否则二极管D导通，RCDI位电 路将成为该变换器的一路负载。计算（Ni/N）Uo约为204V,副边从放电开始到电 流变为零时，电容上的电压从 250V变化到243V,大于204V,这样彳证了 RCD 不会成为副边放电时的负载，满足要求。五.总结通过本次对直流隔离电源变换器设计实验的学习与探究，我对于逆变电路和整流电路的工作原理、UC3845芯片的工作原理有了进一步的掌握，而且熟悉了 PID闭环调压系统的设计方法，了解了 POWER MOSFET驱动电路的设计方法。 与此同时，我的自主学习能力和团队协作能力也得到了加强。总之，这次设计实验使我收获颇丰。