开关稳压电源毕业设计

摘 要随着全球对绿色环保问题的不断关注和开关电源在电气电子各个领域中的优良表现, 社会对其的需求量在不断的加大, 开关电源也因为其高效率、小体积、轻重量等多方面的优势在很多领域逐步取代了传统的连续工作的线性电源，但同时人们对这种电源的效率、体积、重量、功率因素及可靠性等方面提出了更高的要求。开关变换器的高频化、集成化、小型化、低噪声化、高可靠性化发展也是当今社会的不断追求和努力的方向，目前，开关技术的研究热点主要有新型高频高功率半导体器件开发，外围新器件的开发，同步整流技术优化，电磁兼容优化，高性能数字控制，拓扑结构和参数的最优化，低电压，大电流电源的开发等方面。随着研究的不断深入和电力电子技术的迅速发展，开关电源的工作频率，效率将不断提高，体积将不断减小，性能将更加稳定，品种也将越来越多。近年来开关电源的高频变换器出现了推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等多种形式，新型的软开关控制技术也有零电压和零电流两种。本文介绍了一款基于 UC3825 的小功率移相全桥零电压软开关控制方式的开关稳压电源，采用市电供电，带隔离变压器，给出了 DC-DC 变换器、PWM 控制及驱动电路的详细设计方法及设计思路,并使用 ORCAD/Pspice 软件对开关电源主电路系统性能进行了仿真，根据仿真结果显示,该开关稳压电源效率高，输出电压稳定，电路设计较完善，性能稳定。1 关键词：开关电源 移相全桥 软开关技术IAbstract With the global keeping attention on the problem of environmental protection and the switching power supply has good performance in all fields of electrical and electronic, the demands of switching power supply keep increasing.Because of its high efficiency, small size, light weight, and many other advantages, the switching power supply gradually replace the traditional linear power in many fields. But people need higher requirement for the efficiency, volume, weight, power factor and reliability of the switching power supply. The high frequency, integration, small size, low noise, the main research of switching technology focus on development of new high-frequency high-power semiconductor device and new external devices, the optimization of synchronous rectification technology and electromagnetic compatibility, high performance digital control, topology and parameter optimization, low-voltage and high-current power supply development and so on. Along with the deepening of the study and the rapid development of power electronics, switching power supplies operating frequency, efficiency will continue to increase, the volume will continue to decrease, the performance will be more stable, the variety will be more and more. In recent years, there are push-pull, full bridge, the new soft-switching control technology has zero voltage and zero current. The thesis describes a switching power supply with low power phase-shift full-bridge zero-voltage soft-switching control based on UC3825,with electricity supply of 220V and isolation transformers, DC-DC converter, PWM control and drive circuit of the detailed design methods and design ideas is given, and make a simulation on the main circuit switching power supply system performance using ORCAD / Pspice. According to the simulation results: the power supply has high efficiency, stable output voltage.It is a perfect circuit design with stable performance.1Key words: switching power supply phase-shift full-bridge soft-switching technologyII目录摘要.IAbstract .II绪论.11 开关电源的基本概念与发展.21.1 开关电源基本概念.21.2 开关电源的发展.21.3 设计任务.21.4 设计方案.32 软开关技术.62.1 软开关的定义.62.2 全桥控制移相方式.63 PWM 控制芯片 UC3825.83.1 UC3825 简介.83.2 UC3825 的基本特性.83.3 UC3825 的工作原理.94 主电路的选型与设计.124.1 开关电源主电路的结构设计.124.2 主电路主要参数的计算.134.3 高频变压器的计算与设计.144.4 隔离变压器与整流电路的计算与设计.184.5 输入滤波电路的计算与设计.194.6 输出滤波电路的计算与设计.204.7 主开关元件计算与选型.204.8 吸收电路的设计.215 控制电路的设计与计算.225.1 控制电路的设计.22III5.2 锯齿波电路的参数计算.235.3 电压反馈比较电路的参数计算.235.4 过流保护电路的设计.255.5 控制输出电路的设计.275.6 电路结构总图.28结论.29致谢.30参考文献.310 绪 论 自 20 世纪 50 年代，美国宇航局以小型化重量轻为目标而为搭载火箭开发首个开关电源以来，在半个多世纪的发展中，开关电源逐步取代了传统技术制造的相控稳压电源，并广泛应用于电子整机设备中。随着集成电路的发展，开关电源逐渐向集成化方向发展，趋于小型化和模块化。近 20 年来，集成开关电源沿两个方向发展。第一个方向是对开关电源的控制电路实现集成化第二个方向是实现中、小功率开关电源单片集成化。其属于 AC/DC 电源变换器。单片开关电源具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等特点，现己成为开发中小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。 传统的供水系统大多采用水塔、高位水箱或增压设备，用水泵高出实际用水高度的扬程来“提升”水位高度，以保证有足够的用水量，并且控制精度低、能耗大。随着科学技术的不断发展，自动控制技术在我国的日新月异，继电器控制系统已跟不上时代的发展要求，而需要一种新型的可编程控制器取而代之。PLC 进入九十年代后，工业控制领域几乎全被 PLC 占领。运用 PLC 的目的是用来取代继电器、执行逻辑、记时、计数等顺序控制功能，建立柔性的控制系统。已经被广泛应用于机械制造、冶金、化工、能源、交通等各个行业，是工业自动化的主导产品。 开关电源的使用为国家节省了大量铜材、钢材和占地面积。由于变换效率提高，能耗减少，降低了电源周围环境的室温，改善了工作人员的环境。我国邮电通信部门广泛采用开关电源极大地推动了它在其它领域的广泛应用。值得指出的是，近两年来出现的电力系统直流操作电源，是针对国家投资 4000 亿元用于城网、农网的供电工程改造、提高输配电供电质量而推出的，它已开始采用开关电源以取代传统的相控电源。2 11 开关电源的基本概念与发展1.1 开关电源基本概念电源是将各种能源转换成为用电设备所需电能的装置，是所有靠电能工作的装置的动力源泉。直流开关电源是一种由占空比控制的开关电路构成的电能变换装置，用于交流直流或直流直流电能变换，通常称其为开关电源，开关电源的核心为电力电子开关电路，根据负载对电源提出的输出稳压或稳流特性的要求利用反馈控制电路，采用占空比控制方法，对开关电路进行控制。开关电源这一技术特点使其同其他形式的电源，如采用调整管的线性电源和采用晶闸管的相控电源相比具有体积小、重量轻和效率高两个明显的优点。21.2 开关电源的发展随着电子技术的高速发展，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有 45%左右。另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备发展的要求。20 世纪 80 年代，计算机全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。20 世纪 90 年代，开关电源在电子、电器设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展期。 1.3 设计任务本设计做的是一个小功率带变压器隔离的全桥式开关电源，供电电源采用市电。设计的主要内容是开关电源的主电路和控制电路，和其他的一些辅助电路。开关电源需要满足下列指标要求：（1） 输出电压 U0可调范围：20V50V；（2） 最大输出电流 I0 max：4A；（3） Io从 0 变到 4A 时，负载调整率 SI5%（U2=40V） ；（4） 输出噪声纹波电压峰-峰值 UOPP1V（U2=36V,Uo=40V,Io=4A） ；（5） DC-DC 变换器的效率 70%（U2=36V,Uo=40V,Io=4A） ；（6） 具有过流保护功能，动作电流 IO（th）=4.50.2A。2 根据要求设计出电路图，包括主电路、控制电路以及选用相应的元器件。1.4 设计方案开关电源一般是由变压器，整流滤波电路，DC-DC 变换器，控制电路，保护电路等电路构成。本设计的核心部分，进行功率变换的 DC-DC 变换器，采用全桥式变换电路，此外还有软启动、过流保护、噪声滤波等电路。通过资料的查阅，设计出了元器件参数，然后选择合适的器件，设计出完整的电气原理总图，如图 1-1 所示。图 1-1 开关电源的电气原理总图（1） 全桥式 DC-DC 变换器。全桥式 DC-DC 变换器的电路结构如图 1-2 所示，电路中有四个开关管 Q1，Q2，Q3和 Q4，其中，Q1和 Q4同时导通，Q2和 Q3同时导通，并且两组开关管轮流导通半个周期。这样在高频变压器的副边绕组两端分别形成相位相反的交流电压，Q1，Q4导通时，二极管 D5处于导通状态，Q2，Q3导通时，二极管，D6处于导通状态，在负载端形成矩形电压脉冲，因此通过调整 Q1和 Q4，Q2和Q3两组开关管的的导通时间就可以调整输出电压的占空比，从而调整输出电压的平均值，达到稳定输出电压的目的。图 1-2 全桥式 DC-DC 变换器（2） 隔离变压器和整流滤波电路。本文设计的开关电源变压整流电路如图 1-3所示，先把 220V 的市电通过隔离变压器转变成 36V 的交流电，对电网中的杂波、3瞬间过电压进行过滤吸收。再通过桥式电路，将 36V 交流电转变成波动的直流电，然后经电感电容进行滤波，从而得到平稳的直流电压，为 DC-DC 变换器供电。图 1-3 整流滤波电路（3） PWM 控制电路。本文设计的控制电路是由两片 UC3825 为核心组成的脉宽控制电路，如图 1-4 所示，控制芯片通过内部震荡电路、电压比较电路等其他相关电路，能够使其输出端输出控制电压，每块芯片电路输出两路，然后通过变压器隔离驱动功率管交替开通和关断，产生高频的开关电压，进而驱动高频变压器进行电压的变换。此电路还设计反馈电路，将输出电压的大小变化反馈到 UC3825 中。使芯片通过检测输出电压的变化调整脉宽的占空比，从而能够精确地调整输出电压值，达到稳压的效果。图 1-4 PWM 控制电路（4） 阻容吸收装置。因为此开关电源中的电源采用 220V 的市电，而市电电网4中很容易会产生瞬时过电压，这种过电压如果通过隔离变压器耦合到开关电源中，会对开关电源中的器件产生影响，严重时会烧毁器件，所以在变压器的输入端要设置阻容吸收装置。同时，基于电路中电感的存在，四个功率管开关的时候，会在器件的两端形成很高的过电压，这样的过电压也很可能会超过器件的耐压而使器件被击穿，造成不可挽回的后果，所以，在四个功率管的两端也应设置阻容吸收装置。此外在输出端上的整流二极管，同样因为电感的存在而产生过压，也需要在整流二极管两端设置阻容吸收装置。（5） 输出滤波电路。输出滤波是将高频变压器产生的矩形波电压通过电感电容滤波，得到平稳的输出电压供给负载。本设计使用倒 L 型滤波电路，通过计算选型能够得到十分稳定的输出电压。（6） 过流保护装置。根据设计任务的要求，该开关电源需要具备过流保护功能，动作电流 IO（th）=4.50.2A。本设计中，为了实现过流保护功能，在输出电路中串联一个小电阻，通过小电阻检测输出电路的电流，进而反馈给 PWM 控制芯片，当输出电流超过设定值，控制芯片即封锁输出脉冲，从而实现过流保护的作用。3 52 软开关技术2.1 软开关的定义因为功率开关管的开通和关断过程在实际中不是瞬间的，是需要一定时间的，所以功率管在开通和关断的时候电压和电流都不为零，会产生损耗，此损耗称为开关损耗，并且其损耗会随频率增高而增大，制约了开关电源的高频率化。 “软开关”就是能使开关功率管在其两端的电压为零时导通，或是使流过开关功率管的电流为零时关断的控制方法，是与“硬开关”相对而言的。这种方法大大的减少了传统的硬开关的开关损耗，从而提高了功率变换器的传输效率，最理想软开关的开关损耗可以为零。42.2 全桥控制移相方式 近年来，在全桥变换器中使用最多的一种软开关控制方式是结合了谐振变换技术和 PWM 技术的移相控制方式。主要有超前桥臂和滞后桥臂均实现零电压开关的零电压开关方式，超前桥臂和滞后桥臂均实现零电流开关零电流开关方式，超前桥臂实现零电压开关, 滞后桥臂实现零电流开关的零电压零电流开关方式的 3 种方式。本设计采用移相全桥零电压软开关，此电路简单，只是在一般的全桥电路上增加了一个谐振电感，电路的主要结构如图 2-1 所示。图 2-1 移相全桥零电压软开关电路6图 2-2 移相全桥零电压软开关工作过程移相全桥零电压控制方式的谐振元为开关管的并联电容（C1、C2 、C3、C4）和串联电感（Lr） 。四个开关管依次在零电压下导通是通过电感储存的能量对开关管的两端并联的输出电容充放电来实现的。其工作过程如图 2-2 所示。t1t2时段：t1时刻 S1关断后，C1、C2与 Lr构成谐振回路，谐振开始时 uA(t1)=Ui（图 2-1 中 A 点的电压） ，在谐振过程中，uA不断下降，直到 uA=0，开关管寄生的反向二极管 VDS2导通，iLr通过 VDS2续流。t2t3时段：t2时刻 S2开通，由于 VDS2导通，因此 S2开通时电压为零，开通过程中不会产生开关损耗，S2开通后，电路状态也不会改变，继续保持到 t3时刻S4关断。t4t5时段：S3开通后，iLr继续减小，下降到零后反向，再不断增大，直到t5时刻 iLr=IL/kT，iVD1下降到零而关断，电流 IL 全部转移到变压器副边的整流二极7管 VD2 t0t5时段正好是开关周期的一半，而在另一半开关周期 t5t0时段中，电路的工作的过程与 t0t5时段完全对称。453 3 PWMPWM 控制芯片控制芯片 UC3825UC38253.1 UC3825 简介UC3825 是一款针对开关电源的高频率高效率 PWM 控制芯片，它使用电压控制模式，其最高工作频率可达 1MHz，带有基准电压输出、软启动和过流保护模块。其脉宽比较器的输入端可以用负载输出的电压信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。使用 UC3825 的开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都较高。因此 UC3825 是比较理想的 PWM 控制芯片。63.2 UC3825 的基本特性UC3825 的封装形式与引脚图如图 3-1 所示，下面介绍各引脚的功能：图 3-1 UC3825 的封装与引脚图（1） 引脚 1（INV）：闭环系统中接反馈信号，为误差放大器反相输入端，用于形成电压比较电路。（2） 引脚 2 (NV)：此脚为与 INV 端行比较的误差放大器同相输入端。通常是设置的基准电压。（3） 引脚（3E/A Out）：与 INV 端构成比例积分反馈电路的误差放大器的输出端。（4） 引脚 4（Clock）：两片 PWM 芯片链接运行时，提供给芯片同步时钟信号8的时钟输出端。输出与震荡频率一致的时钟信号。（5） 引脚 5 和引脚 6 (CT 和 RT)：这两脚设置芯片的工作时钟，通过接不同的电容和电阻，形成不同的锯齿波信号。（6） 引脚 7（Ramp）：此脚为斜坡补偿端。（7） 引脚 8 (Soft Start)：此引脚接一个电容，在整个电路上电时可以抑制电路的冲击电流，为软启动端，有保护功率元件的作用。（8） 引脚 9 (ILIM/SD)：此引脚具有过流保护的功能，只要将输出电流反馈至此端，当电源输出短路情况或者输出电流过大出时，即一旦超过内部设定值，芯片可以迅速封锁输出，让整个电路处于关闭状态。（9） 引脚 10，引脚 13 和引脚 15（Gnd，Pwr Gnd 和 Vcc）：这些脚分别接信号地，功率地，和电源电压。（10） 引脚 11 和引脚 14（Out A 和 Out B）：这两脚输出互补的高低驱动脉冲信号。（11） 引脚 13 和引脚 16 (Vc 和 Vref)：引脚 13 是为了能够获得足够的驱动能力或者配合不同的驱动电压等级设置的驱动电路的电压输入端，设计者可以随意调整。引脚 16 为稳定的 5.1V 基准电压输出端。73.3 UC3825 的工作原理UC3825 的内部电路包含多个功能的子模块，有锯齿波和时钟产生，误差放大与比较，电源和内部故障检测，软启动，过流保护和输出逻辑控制驱动等模块，框图如图 3-2 所示。9图 3-2 UC3825 的内部电路框图（1） 锯齿波和时钟产生模块。此模块的逻辑电路如图 3-3 所示。引脚 5 接芯片内部 3V 的稳定电压，引脚 6 接芯片内部的一个恒流源。如果引脚 5 和对地端接上一个电阻，电阻上就会流过电流 Ir，芯片内部经过检测引脚 5 上的电流而产生一个与之一样的恒定充电电流 Ic=Ir。如果在引脚 6 和对地端接一个电容，这个充电电流 Ic就对电容 C 进行恒流充电，CT端电压就会呈线性的斜坡增加，如图 3-3 所示。10图 3-3 锯齿波和时钟产生电路（2） 误差放大与比较模块，此模块构成如上图所示，由引脚 1,2,3 连接成的一个反相误差放大器和一个电压比较器组成。电压比较器通过误差放大器将电路输出的电压信号转换后与引脚 7 接入锯齿波电压相比较，随之输出高低电平。由此可得：比较器输出的高低电平时间是由误差放大器的输出电压与锯齿波电压相比较决定的。若误差放大电压越小，比较器输出的高电平时间越长，反之越短。 （3） 电源欠压保护和内部故障检测模块。如上图所示，两个电压比较器组成了此模块的功能。电源欠压保护通过输入电源电压与一个 9V 的稳定电压进行比较实现，内部故障检测通过由稳压器得到的基准电压与一个 4V 电压进行比较实现。只有当电源电压和基准电压都正常稳定时，后方电路才正常工作，从而使芯片正常工作。如果有一个电压不稳定，后方电路就会使输出驱动电路停止工作，从而达到保护主电路的目的。114 4 主电路的选型与设计主电路的选型与设计4.1 开关电源主电路的结构设计本设计按照要求的目标完成一个交流输入采用市电，带隔离变压器的全桥式开关电源，要求其输出电压调整范围为 20V50V，最大输出电流 4A，开关电源的效率70%。现拟采用图 4-1 所示的电路图，它由变压整流，输入滤波，全桥式 DC-DC变换器和输出滤波电路组成，现分析其工作原理。图 4-1 开关电源主电路图整个电路由交流 220V 的市电供电，通过一个熔断器 FU 和电阻 R11电容 C33输入隔离变压器 T1。熔断器 FU 的主要起短路保护的作用。隔离变压器将 220V 电压转换成 36V 交流电，形成脉动的直流电压。图中的电感 L1和电容 C1共同组成了倒 L 型滤波电路，主要对脉动的直流电起滤波作用，这样就得到了平稳的直流电压供给DC-DC 变换器。四个开关管 Q1，Q2，Q3，Q4和高频变压器共同组成了全桥式 DC-DC变换器，通过 Q1、Q3和 Q2、Q4两组开关管的轮流导通，在变压器副边绕组两端分别12形成相位相反的交流电压，经过二极管 D3和 D4整流，然后经一个倒 L 型滤波电路，得到稳定的输出电压。894.2 主电路主要参数的计算（1） 高频变压器次级输出电压。本设计要求输出电压 Uo为 20V 到 50V 可调，最大输出电流 Io为 4A，同时，为了不使两组开关管 Q1，Q2或 Q3，Q4同时导通而发生短路的情况发生，必须设置一定的死区时间，即设置一组开关管的最大占空比，这里定。所以，高频变压器的次级输出电压应能够在最大输出占空比max39%D nU的情况下能够保证=50V，并且不能忽略二极管的压降，即：oU（4-1） 式中为整流二极管 D3 和 D4 的压降，取值为 1V。DU（2） 高频变压器初级输入电压。隔离变压器次级输出的交流 36V 电压经桥式整流和倒 L 型滤波，得到稳定的直流电压，考虑 10%的线路损耗，这样就可以得dU到高频变压器初级输入电压，即：nU （4-2）20.932.4dUUV （4-3）0.925.16ndvtUUUV式中：为 MOSFET 的导通压降，通常取为 2V。vtU由此可得高频变压器的匝数比： （4-4）（3） 输入功率和输出功率。根据电路的最大输出电流和最大输出电压，可以得出电路的最大输出功率，即： （4-5）200oooPUIW电源电路的输入功率等于开关电路的输出功率加上电路的损耗及控制电路所消耗的功率，可近似的当做线路的总体损耗来计算，考虑 10%的电路损耗，得: （4-6）(1 10%)369iiiPUIWmaxmax65.12onDUUUVD2.59nnUnU13其中：，。32.4idUUV10.35ioInIA（4） 开关电路的工作频率。基于人的听力范围为 20Hz 到 20KHz，开关电路工作频率应大于 20KHz。因为开关电路工作时，频率如果低于 20KHz 的话，高频的噪声就会被人体感觉到，造成不良的影响。再者，开关频率的提高能够减小滤波电感电容的大小，以及高频变压器的体积，从而使高频率的开关电源能够做的很小。通过芯片工作电压波形可以发现，芯片震荡频率为芯片实际输出的驱动电压波形频率的两倍。所以在设置芯片的工作频率就就要使其为大于 40KHz，因为电路在有一个周期驱动是不工作的。从芯片资料可知 UC3825 是实际工作频率可以达到1MHz 的高频率的 PWM 控制芯片，能完全满足设计的要求。基于频率越高，开关损耗越大的考虑，这里初定芯片工作频率为 80KHz。由图 3-3 的锯齿波形成电路可以得出，充电电容的放电可以近似看成是恒流放电，从芯片资料中查得其放电电流为10mA，这样就可以算出充电电阻及电容的值： （4-7） 由于没有的电阻供选择，取，1.36K1.5K （4-8）由于没有 10.4nF 的电容器供选择，取的容量为 10nF，则电路的实际工作频TC率为： （4-9）可得开关管的工作频率为 ，满足设计要求。4.3 高频变压器的计算与设计开关电源中承担了主要功率变换的作用是高频变压器，全桥式 DC-DC 变换器实际上就是一个中心带抽头的高频变压器。因为开关电源的工作频率远远大于工频，本设计中已经达到了 83KHz，它的工作状态不同于普通的工频变压器。其磁性的材料，绕组都需要重新计算和设计。10（1） 变压器磁芯的选择。因为变压器在高频开关状态下工作，为了变压器磁max31.36(10) (1)TVRKmADmax(1.6)10.4()TTDCnFRfmax(1.6)83.2()TTDfKHzRC141.6202fKHzKHz14芯在这种高频率的工作电压下能快速恢复，就要求其具有很好的去磁能力，还有工作的磁滞回线包围的面积要尽量小。于是，本设计选用 TDK 公司生产的 PC40 型铁氧，它是低磁导率的铁氧体磁芯，具有优良磁导性能，可以适应高工作频率、宽范围工作电压、大功率输出，而且具有适用范围广、热稳定性能高等特点。输出功率很大程度上决定了磁性的大小型号，电路的输出功率越大，磁芯的体积也就越大，本设计要求的输出功率 Po=200W，所以需要计算磁性的最大输出功率来确定磁芯的大小型号。接下来计算各种型号磁芯的输出功率，通过查资料得工程上，可以根据式（4-10）进行近似计算。 （4-10） maxoWPmfAeA式中：m 为系数，对于推挽式电路取 3.2；f 为变压器开关的频率，单位Hz；Ae 为磁芯有效面积，单位 CM2；AW为磁芯的窗口面积，单位 CM2。选择 EI50 型磁芯进行计算，由表中查得： ，22.3Aecm22131.591.31WAmmcm由式（4-10）算得： max330oWPmfAeAW通过以上计算可以得出：本设计选用 EI50 型铁氧体磁性就可以满足电路输出功率的要求。（2） 变压器初级绕组匝数。变压器初级绕组的匝数与最大工作磁通密度1N（高斯）之间的关系为：Bm （4-11）41minmax110NONmUtNBS15图 4-2 PC40 铁氧体磁芯 B-H 曲线 式中，S 为磁芯的有效截面积（） ，为开关管的最大导通时间（s） ，2mmmaxONt为初级输入的最小电压。图 4-3 为 PC40 铁氧体磁芯的 B-H 特性曲线，设定变1minNU压器的工作温度为 100，此时铁氧体磁芯的饱和磁通 B=0.4T，为使变压器工作在线性状态下，其 B-H 曲线要呈线性状态，一般取。由式（4-11）0.70.28BmBT和式（4-12）求得变压器初级绕组匝数 N1： （4-12） 由计算得 7.3 匝，故实际取值 8 匝。（3） 变压器次级绕组匝数。由式（4-4）求得的匝数比可以得到变压器的次级绕组匝数 N2： （4-13）83.1812NnN由计算得 N2 取值 18.83 匝，故实际取值 19 匝。由此可以得出，高频变压器的初级绕组绕 8 匝，两个次级绕组各绕 19 匝，就能够满足设计要求。（4） 绕组导线规格。确定了变压器的初级和次级绕组匝数，接着就要确定绕组导线。一般频率高于 20KHz 的变换器，因为集肤效应的存在，导线的交流电阻变大了，并且电流密度在导线截面上分布十分的不均匀，越靠近导线的表面，电流密max18.75MAXONDtusf3 . 7104maxmin11SBtUNmONN16度越大，电流大都集中在导线的表面，从而导致导线的等效导电面积变小，随之而来的功率损耗也就增大了，因此减小集肤效应的影响的最佳方法就是采用较细的导线。但是导线如果选择过细，则变压器工作发热量会增大，温度也会升高，进而使变压器的损耗增大。当然导线如果选择过粗，不仅会浪费材料，而且会更加集肤效应。因此根据变压器的工作情况来选择变压器绕组导线粗细是最佳的方法。本设计采用多股细导线并绕的方式，这样不仅可以减小温升和损耗，也能减小集肤效应。多股导线并绕时的导线直径可由下式计算得：(4-14)(4-15) (4-16)式中：各绕组导线所需截面积（mm2）Smi各绕组导线面积（mm2）idn 股导线并绕时绕组导线面积（mm2）ind各绕组有效电流（A）iIJ电流密度，一般取 3-5（A/ mm2）本设计取绕组有效电流为变压器输入峰值电流，电流密度取 5A/ 10.32iIAmm2，同时采用 5 股铜线并绕，由式（4-13） （4-14） （4-15）求得：由求得数据可以得出结论，高频变压器的绕组绕制时，选择 5 根导线直径为1mm 的漆包线并绕，能够减小变压器集肤效应的影响，并且能够满足变压器工作时的功率耗散要求，将变压器温升控制在一定范围内。SimiIJ2S2.06imiImmJ1.131.62imidSmm1.01iinddmmn1.13imidSiinddn174.4 隔离变压器与整流电路的计算与设计（1） 隔离变压器的选择。根据式（4-6）计算所得的电源输入功率，选择隔离变压器，并留一定的裕量。考虑到普通工频变压器的功率选择有限，选择一个次级输出电压为 36V，输出功率为 400W 的普通工频变压器即可。（2） 整流二极管的选型。整流二极管的选型依据主要是二极管的反向耐压和平均整流电流，因为二极管的工作状态是频繁的在导通与截止间切换的，当在二极管上加反向电压时，二极管截止，若二极管的反向耐压不够，在这个时候就会被击穿使变压器次级短路，烧毁变压器。而二极管的平均整流电流是表征二极管通流能力的数值，在这个电流值以下工作，二极管的温升能够控制在一定范围内，不至于烧毁二极管。本设计采用桥式整流电路，每组二极管有半个周期处于导通状态。考虑开关电路的最大工作占空比以及高频变压器的最大输入峰值电流，可10.32iIA求得整流二极管的平均整流电流： (4-17)0.54.02VDMAXiIDIA按照平均整流电流的 23 倍选择二极管的平均整流电流标称值，即： (4-18)(2 3)6VDVDIIA根据隔离变压器的输出电压峰值可以确定整流二极管的反向耐压： (4-19) 2251VDUUV (4-20)(2 3)100VDVDUUV根据以上计算，可以选取反向耐压大于 100V，平均整流电流大于 6A 的整流二极管。本设计选用 P600B 型普通整流二极管，其平均整流电流为 6A，反向耐压为100V，满足设计需要。（3） 熔断器计算与选择。熔断器主要起短路保护的作用，隔离变压器一次侧的熔断器的电流计算公式如下： （4-21） 本设计选用 26982 FNQ-R-1.3 1.3A/600V，电流为 1.3A，耐压为 600V。（4） 阻容吸收装置的设计与计算。市电电压输入隔离变压器前需经过 R11 和221121.414 36 10.321.11.322220U IIAU18C33 组成的阻容吸收装置，以吸收电网中的过电压，保护变压器。阻容吸收装置的计算公式如下：（4-22）（4-23）（4-24） (4-25)由此可得求的变压器的阻容吸收装置的值，本设计使用容量为 2.2uF，耐压为600V 的高耐压铝电容。114.5 输入滤波电路的计算与设计交流电经过整流电路整流之后，其方向变成直流了，但是大小（电流强度）还是处在不断地变化之中。这种脉动直流一般是不能直接使用的。要把脉动直流变成波形平滑的直流，还需要增加滤波。滤波的任务，就是把整流器输出电压中的波动成分尽可能地减小，改造成接近恒稳的直流电。滤波电感的大小可由式（4-26）和（4-27）求得： （4-26）min(5% 10%)1.03dNIIA （4-27）选择滤波电容的大小没有特定的规则，只要容量稍微大一点就可以了，还要考虑电容的耐压。由以上计算得出，输入滤波电路的电感值选择 100mH 的电感，电容选择 2200uF，耐压为 63V 的普通电解电容。21min2.85100dULmHI1212.2()beSCKFU1100302fRRCf112201831.2fURI2211()5.322mPfCUCUW194.6 输出滤波电路的计算与设计 输出滤波电感量的计算： （4-28）tiLUL则： （4-29）itULL式中取输出电流的 10%20%，一般工程设计算法中，要求输出滤波电感i0I电流的最大脉动量I 为最大输出电流的 20%， 020%4 0.20.8iIA 则： 50 37.523440.8LUtLHi 即在输出满载电流 10%的条件下，输出滤波电感电流保持连续。电容的选择工程上一般采用公式： （4-30）2508ppoICTFu因此，输出滤波电路滤波电感取为 2300uH，5A 的扼流线圈。为了使稳压的效果更好，滤波电容为 2200uF，耐压 63V 的普通电解电容。124.7 主开关元件计算与选型场效应管是一种体积小、重量轻、耗电省、寿命长，利用电场效应来控制电流大小的半导体器件，这种器件有输入阻抗高、噪声低、热稳定性好、抗辐射能力强和制造工艺简单等优点，因而获得了广泛的应用。它可有 N 沟道、P 沟道两种，也有为增强型和耗尽型，没有特别指出时，通常称呼的 MOSFET 是 N 沟道增强型的。与二极管的选型类似，主开关器件的选型，主要是确定开关器件的正向平均电流和正向电压峰值。根据全桥式 DC-DC 变换器的特点，每个开关管的电压为Ui/2，即： （4-31）28.814.422idspUUV20选用时，一般取额定电压为正常工作时 MOSFET 所承受峰值电压的 23 倍，即： （4-32）(2 3)3 14.443.2DSdspUUV 确定了 MOSFET 的峰值电压，还需要计算开关管工作时的平均工作电流： （4-33）0.5 0.780.5 0.78 9.043.52ViIIA 选用时，额定电流为正常工作时 MOSFET 所承受峰值电压的 23 倍，即： （4-34）(2 3)10.6DVIIA根据以上的计算数据，可选用 IRF650 型 MOSFET 为主开关元件。4.8 吸收电路的设计本设计中高频变压器一次侧的每个开关管和二次侧的整流二极管都并联由电阻和电容组成的吸收电路，这样设计是为了释放掉积蓄在变压器漏感上能量，从而减小开关器件和整流二极管上的浪涌电压。在选择电容和电阻的时，如果在吸收电路中的选择的电容量大，则纹波电压就小，然而其损失的功耗也大，所以，需要选用最合适电容 C 和电阻 R。另外，R、C 接入时应尽量靠近开关器件和输出二极管，同时元件间的引线要尽可能的短。通常根工程上可采用经验算法，根据表格可以确定吸收电路的电阻值为 100，电容值为 0.1 uF。13 下面计算电阻的功率，计算公式如下： （4-35）由于一个周期充放电各一次，所以 （4-36） （4-37）(2 3)(2 3) 0.330.66 0.99PPWW因此，电阻 R51，R52，R53，R54的阻值为 100,功率为 1W，电容C6，C7，C11，C12为 0.1uF。高频变压器二次侧整流二极管的电阻功率选择上参考一20.33REPWT2513.92 102RmECUJ21次侧的值，即 R41，R42的阻值为 100,功率选择 1W，C41，C42为 0.1uF。5 5 控制电路的设计与计算控制电路的设计与计算5.1 控制电路的设计由芯片 UC3825 及其外围电路组成开关电源的控制电路，能实现脉冲信号的形成和输出，输出电压的反馈，过流保护和软启动的功能。两片 UC3825 芯片的引脚14 和引脚 11 分别输出互补的驱动信号，通过隔离变压器驱动四个开关管的开通和关断；锯齿波形成和输入电路由引脚 5、6、7 共同组合完成；过流保护由围绕引脚9 组成的外围电路实现，其过程为把由主电路反馈回来的的过电流信号通过电阻转换成电压信号，然后输入引脚 9，一旦超过内部设定值就可以立即触出发芯片内部的过电流保护电路，锁定芯片的输出，从而实现过电流保护的功能。由 UC3825 组成的控制电路图如图 5-1 所示。1422图 5-1 控制电路部分电路图5.2 锯齿波电路的参数计算在前文中，已经讨论了芯片的工作频率以及充电电阻和电容的大小取值，即： 由芯片资料了解到，UC3825 内部由锯齿波电路形成的锯齿波波峰电压值为2.8V，波谷时电压为 1.0V。图 5-2 所示，由于芯片内部的一个电压源的作用，实际输入电压比较器的锯齿波波峰电压值为 4.05V,波谷时电压值为 2.25V，锯齿波峰峰值为 1.8V，可以依据这个数据确定误差放大器的电压值。图 5-2 UC3825 电压比较模块5.3 电压反馈比较电路的参数计算（1） 电压反馈电路的设计。电压反馈电路就是将输出电压转化成与控制电路相同电压等级的比较电压，供控制电路参考。本设计将电压按 15 倍衰减，即输出电压为 50V 时，反馈电压为 3.33V。则：（5-1） 可取 R18 为 550K，R17 为 39K。（2） 基准电压幅值的确定。基准电压是为电压反馈比较电路提供一个稳定的基准，使输出电压通过误差比较器与之相比较，两者若稳定相等，则开关电源稳定max31.5(10)(1)TVRKmAD10TCnF图 4.1max(1.6)83.2()TTDfKHzRC1717181/15RRR23工作；若两者不相等，就会使误差比较器的输出发生变化，通过芯片内部的控制电路控制输出电压，调整输出电压。因此，基准电压的调整范围，应该与电压反馈电路的电压范围一致。本设计的任务是输出电压为 20V 到 50V 可调，按照衰减 15 倍的电压反馈电路，则基准电压的调整范围为 1.33V 到 3.33V，则：（5-2）（5-3）由于基准电压的波动和分压电阻的阻值不是非常精确，因此使基准电压的调整范围稍大一些，以确保电路输出的调整范围。又因为为一电位器，其阻值的选Rw择比较少，确定其为 10K 的电位器，由式（5-2）和（5-3）可确定，为8R5K，为 5K。则基准电压的调整范围为：6R（5-4）（5-5） 这样，确保输出电压能够在 20V 到 50V 之间调整，满足本设计的要求。（3） 误差比较电路的设计。误差比较电路是将基准电压与反馈电压相比较，将他们的差值反馈到芯片内部，改变内部控制电路的输出占空比，从而控制输出电压。因为比例控制可以提高系统的开环增益，减小系统稳态误差，从而提高系统的控制精度，但会降低系统的相对稳定性，积分控制可以提高系统的型别，改善了系统的稳态性能，但调节的速度较慢，本设计电路采用比例积分电路来形成电压的调节。比例积分电路如图 5-3 所示。8865.11.33RVVRRwR8865.13.33wRRwVVRRR8865.11.27RVVRRwR8865.13.82wRRwVVRRR24图 5-3 比例积分电路原理图电路的工作原理，是将直流的矩形波电压进行滤波从而得到平直的直流电，所以在这个时候，输出矩形波的占空比的变化反应到输出端会有一定的延时，再者，PWM 控制芯片 UC3825 内部也有一定的延迟时间。介于以上原因，我们希望误差比较器的调整时间要比开关管的工作周期长，这样有利于输出电压的调整而不使电路形成震荡。这里取积分电路的时间常数为芯片工作周期的 10 倍，即：（5-6） 由上式可以确定，充电电阻 R26,R16阻值取为 10K，电容 C35，C5电容值取为10nF。在比例反馈电阻的选择上，通过考虑变压器在整个系统中的放大的作用，本设计通过计算仿真取电阻 R46，R36为 100 K。5.4 过流保护电路的设计在开关电源电路中，需要采取短路保护措施，保证其安全可靠地工作。普通保险丝熔断较慢，达不到保护作用，所以必须加装保护电路。保护电路的作用就是保护在电路短路、电流增大时不被烧毁。其基本方法是当输出电流超过某一致值时，使控制电路的输出脉冲封闭，关断两个开关管，自动切断电路电流。PWM 控制芯片 UC3825 内置了一个过流保护端，在第三章中介绍了 UC3825 的过流保护原理，通过将输出电流转化成电压信号，这个电压信号与芯片内部的基准电压进行比较，当输出电流超过一定值时，反馈电压大于芯片内部的基准电压使内部的电压比较器输出翻转从而控制关闭芯片输出，从而达到过流保护的目的。所以，416510101.2 10R CTsf25过流保护的电路设计主要就是电流信号的反馈设计，本设计采用串联小电阻的形式反馈电流信号。15图 5-4 为电流信号反馈电路图，图中 R36为一个电流反馈小电阻。当电路正常工作输出时，输出电流从输出端正极流出，再由输出负极流回。图 5-4 过流保护反馈电路这样，电阻 R36上流过的就是输出电路的输出电流，这个输出电流在电阻 R36两端产生感应电压，为： （5-10）取电流反馈电阻阻值为 1，本设计对于过流保护的设计任务是：具有过流保护功能，动作电流 IO（th）=4.50.2A，取为过流保护的动作电流，由式（5-maxoI10）可得过流保护动作时电阻 R36两端的电压为： （5-11）这个反馈电压经 R19和 R22两个阻值比较大的电阻分压后，输入 UC3825 的过流保护输入端。由 UC3825 的过流保护电路原理可知，当电路输出电流为 4.5A 时，引脚 9 过流保护端的输入电压应为 1V，则有： （5-12）由图 5-5 中可以发现，反馈电阻 R36实际是与 R19和 R22向并联的，这样电阻 R19和 R22上也会流过一定的输出电流，为了减小反馈电压的误差，R19和 R22的阻值应选取阻值较大的电阻。由式（5-12）可得，R22阻值取为 10K，R19阻值取为3636maxoUIR36max364.5oUIRV223619221.0RUVRR2635K。这样就可以将输出电路电流信号反馈变换成与 UC3825 内部电压等级相等的电压信号，当电路产生过电流的时候，能够迅速的封锁控制脉冲的输出，达到保护电路的目的。5.5 控制输出电路的设计UC3825 芯片内部的输出电路如图 5-5 所示。芯片内部的输出电路是由具有很强的驱动能力的若干个二极管组成的推拉式驱动电路，这样的电路同时给开关管提供关闭时的放电路径，使开关管的开关时间减少，既提高了电路的工作频率，又大大降低了电路的开关损耗。图 5-5 控制输出电路当芯片内部输出使开关管开通时，左下方两个三极管，上方的三极管截止，而上方的三极管开通，由于 UC3825 内部的恒流源作用，此时芯片内部的驱动电路使上方两个三极管开通，两个三极管组成一个两极电流放大电路，使输出驱动获得很大的驱动电流，能够使外接的开关管迅速开通。当芯片内部输出使开关管关断时，内部输出高电平使左下方的两个三极管翻转，由于图中二极管的作用，上方的两个三极管截止，而与功率地相连接的三极管则获得基极电流导通，此时外接的开关管内部电容相输出端放电，使开关管迅速关断。从以上的分析可以发现，这样的一个驱动电路具有驱动电流能力大的特点，并且能够给开关管关断提供放电路径，是性能十分优异的驱动电路，完全能够满足本设计开关管的驱动要求，能够使开关管的效率发挥到最大。275.6 电路结构总图 综合上述各部分的设计，电路结构的总图如图 5-6 所示：28图 5-6 电路结构总图结 论 此次小功率开关电源的毕业设计，主要利用了现阶段技术比较成熟的集成芯片UC3825 组成 PWM 主控制电路，整个设计主要围绕 PWM 控制电路的设计和开关变压器的设计为主要方向，根据课题要求实现稳定输出电压。本设计以 MOSFET 为开关元件，通过高频变压器构成全桥式 DC-DC 变换器，采用脉宽调制技术，控制开关电路的输出电压。本设计的核心部分，进行功率变换的 DC-DC 变换器，采用全桥式变换电路，此外还有软启动、过流保护、噪声滤波等电路。通过资料的查阅，设计出了元器件参数，然后选择合适的器件，设计出完整的电气原理总图，控制电路与主电路之间采用一点接地的方式连接，能够有效的低主电路的开关噪声反馈到控制电路。本次基于 UC3825 的全桥式小功率开关电源设计，在设计期间翻阅许多开关电源的相关资料，对开关电源主电路、功率开关器件以及控制电路等部分做了较为深入的了解，本设计基本上反映了开关电源的功能以及用途。在本次开关电源设计中，基本达到各项性能指标，且精确度高，效率高，可靠性高，但由于时间有限，很多问题都没有考虑周全，还有一些未理解的问题和难点，今后会继续研究这个课题，使设计开关电源的性能更高，功能更完善。 图 5.8 系统原理图29致 谢 经过几个月的查阅和整理材料，随着论文的完成，终于让我在大学的生活，得以划下了完美的句点。 论文得以顺利完成，要感谢的人实在太多了。首先要感谢在大学期间所有传授我知识的老师，是你们的悉心教导使我有了良好的专业课知识，这也是论文得以完成的基础。其次要感谢我的朋友和同学，是他们在我遇到问题是给我以指点。 通过此次的论文，我学到了很多知识，在论文的写作过程中，通过查资料和搜集有关的文献，培养了自学能力和动手能力。并且由原先的被动的接受知识转换为主动的寻求知识，这可以说是学习方法上的一个很大的突破。在以往的传统的学习模式下，我们可能会记住很多的书本知识，但是通过毕业论文，我们学会了如何将学到的知识转化为自己的东西，学会了怎么更好的处理知识和实践相结合的问题。 另外，在论文的设计过程中也同时得到了很多同学的大力帮助，在此向他们表示最诚挚的谢意，感谢他们一直在我身边支持和鼓励我。30参考文献1 杨旭,斐云庆,王兆安.开关电源技术M.北京:机械工业出版社,2004. 2 周志敏,周纪海.开关电源实用技术-设计与应用M.北京:人民邮电出版社,2003.8.3 张占松,蔡宣三.开关电源的原理与设计M.北京:电子工业出版社,2000.4 王兆安,黄俊编.电力电子技术M.第四版.北京:机械工业出版社,2004.5 陈建业.电力电子电路的计算机仿真M.北京:清华大学出版社,2003.6 王瑞华.电子变压器设计手册M.北京:科学出版社,1993(8).7 康华光,陈大钦.电子技术基础M.北京:高等教育出版社,2002.8 阎石.数字电子技术M.北京:高等教育出版社,2002.9 刘胜利.现代高频开关电源实用技术M北京：电子工业出版社，2001.10 谢晔源.基于 UC3825 的半桥变换器分析J.电源世界,2005(9).11 张本庚,刘平.240W 全桥移相 ZVS 变换器的设计J.电源技术,2011(1).12 郑国川,李洪英.实用开关电源技术M.福州：福建科学技术出版社，2006.13 次刚,张榆平.移相全桥 ZVS 软开关变换器的设计与应用J.通信电源技 术,2011,1(25).14 Roberto Langella, Alfredo Testa.Switching Power Supplies:Analysis of Waveform Distortion and Absorbed PowersJ. 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