超宽输入电压范围准谐振反激式电源的设计

第45想第1期2011年11月电力电子技术Power ElectronicsVol.45, No. 11November 201123第45想第1期2011年11月电力电子技术Power Electronics#第45想第1期2011年11月电力电子技术Power Electronics超宽输入电压范围准谐振反激式电源的设计郭津，马皓（浙江大学，电气工程学院，浙江杭州310027）播要：针对实际工业供电开关电源超宽输入电压范围要求，给出一款利用L6565实现超宽输入电压范国自适 应开关管关断时间准谐振反激式开关电源的设计与优化过程，其输入交流电压范围65765 V,提供12 V/500 mA, 7.5 V/50 mA和36 V/50 mA 3路直流输出。实验结果表明，该电源具有输入电压范围宽、效率髙等优点，可应用 在超宽输入电压范围的电源中。关竇词：幵关电源；趙宽输入电压范围；准漕振；自适应关断时间中图分类号:TN86文献标识码：A文章编号:1000-100X（2011）11 -0023-03Design of the Super Wide Input Voltage RangeQuasi-resonant Flyback Power SupplyGUO Jin, MA Hao(Zhejiang University, Hangzhou 310027, China)Abstract: Aiming at the requirement of super wide input voltage range of switching power supply used in the industrial applications, the design and optimization of a super wide input voltage range flyback power supply using 1-6565 are introduced,with self-adaptive off-time and quasi-resonant function.The AC input line voltage range is 65-465 V(rms), providing three DC outputs of 12 V/500 mA,7.5 V/50 mA and 36 V/50 mA.The results indicate that the power supply has the advantages of super wide input voltage range and high efficiency.lt can be used in the super wide input voltage range power supplyKeywords:switching power supply; super wide input voltage range； quasi-resonant; self-adaptive off-time#第45想第1期2011年11月电力电子技术Power Electronics#第45想第1期2011年11月电力电子技术Power Electronics1引言反激式变换器具有成本低、体积小、易于实现 多路输出等吮点，因而被广泛应用在中小功率电 源中。一般的单相反激式开关电源的输入电压范 围只能满足于1：3的关系，即85-265 V叫但实际 工业供电系统往往要求供电电源具有更宽的输入 电压范围。准谐振反激式变换器虽然实现了软开 关，提高了效率，但由于变换器工作在变频状态， 当输入电压升高或负载变轻时开关频率升髙，相 应的开关损耗增加，效率降低，且开关频率过高 （大于150 kHz）时，会增加EMI滤波器设计难度， 故应避免此情况发生。综上考虑，采用压控振荡 器（VCO）的盂制方法实现变频，或固定频率采用 特有的StackFET反激式拓扑实现宽范围输入。对此类开关电源的设计进行了研究与探讨。 采用准谐振软开关控制芯片L6565,给出超宽输定稿日期:2011-05-04作者简介：郭津（1987-）,另，浙江上虞人，硕士研究生， 研究方向为电力电子先进控制技术。入电压范围1：7.2,即输入交流电压有效值为65 465 V超宽输入开关电源设计，在高压输入或轻载 输出时和用该芯片的频率回折特性自适应调节开 关管关断时间，从而限制了开关频率升高,实现了 全输入电压范围内和全负载条件下的髙效输出。2电源指标要求输入交流电压有效值范围为65-465 V；输出 3路：为12 V/500 mA,电压纹波小于60 mV, 电压精度1%;心为7.5 V/50 mA,电压纹波小于 60 mV,电压精度范围78V；j为36 V/50 mA, 电压纹波小于100 mV,电压精度10%o输入对输 出和人对 %隔离且可承受4 kV工频耐压。3电路设计总体方案如图1所示，采用反激式拓扑结构， 电流模式控制，电路工作在CRM或DCM模式下。 控制芯片选用L6565,釆用准谐振软开关模式控 制减少开关损耗，并利用芯片的频率回折特性，根 据输出电压反馈信号控制开关管最小关断时间， 以自动降低工作频率，但仍然保持接近准谐振运 行，以此减小开关损耗，提高输出效率。24第45想第1期2011年11月电力电子技术Power Electronics#超宽输入电压范田准谐振反激式电源的设计Vol.45. No. IINovember 2011#超宽输入电压范田准谐振反激式电源的设计#超宽输入电压范田准谐振反激式电源的设计图1基于L6565的超宽输入电压范围开关电源顶理图3.1 输入直流滤波电路的设计当输入交流电压有效值为465 V时，经过全 波整流之后的直流母线电压为658 V,因此采用 两个47 7400 V的电解电容串联进行滤波，同 时分别并联平衡电阻进行均压。3.2反激变压器的设计为保证变换器在全输入范围内实现髙效输 出，在设计变压器时要考虑以下几点：在最低输 入电压65 V且3路输出满载情况下变换器工作 在CRM模式;变压器匝比的选择既要考虑开关 管耐压，又要保证3路次级输出电压在不同负载 情况下稳定输出，同时还要尽量减小输出侧整流 二极管的电压应力；初级与次级和人与%,g 之间加多层绝缘胶带，并作绕线布局优化设计，使 其能承受4 kV的工频耐压。磁芯采用TOG PQ20/20,材质为3C90,主要 参数为：磁芯有效截面积4e=62.5 mn?,磁芯窗口 面积4W=23.4 mm2,有效磁路长度Ze=45.7 mm,在 100 %：时,陰=0.35 T。在最小交流输入电压为65 V时，设定电路开 关工作频率为50 kHz,最大占空比Dg二0.6。考虑开 关管耐压1 kV与转换器效率，选取次级反射电压 /.= 130 V,AB=0.2To变压器初级励磁电感量为：3.3开关管及输出整流二极管的选择开关管及输出整流二极管均需在绘高输入电压 时选择，考虑100V尖峰电压，当输入交流电压为 465 V,即直流658 V时开关管承受最大反向电压 2心心咕900 7,片为开关管尖峰电压。考 虑开关管导通损耗，实际选择STF3NK100Z(l kV/ 3 A)。输出整流二极管承受最大反向电压UwU* UjJNg计算得到3组输出整流二极管承受的 最大反向电压分别为77 V,52 V,226 V。综合考 虑二极管的耐压、电流容量及反向恢复时间,12V 和 7.5 V 两路选用 MBRS1100T3 (1 A/100 V),36 V 1 路选用USB260(2 A/600 V)o3.4尺馈环路的设计在高压输入或轻载输出时，通过自适应设置 开关管最小关断时间来降低开关频率，从而降低 开关损耗，提高电源效率。通过在芯片过零检测输入端(ZCD)Z后设置 消隐时间九.(最小值为3.5 $),且仏为芯片 内部误差放大器输出电压 的函数，二者关系 如图2a所示。当。哪3.2 V时，T沁始终为最小 值3.5円当 3.2 V时(输入电压较高或负载 较轻)，昭随匚值减小而增大。一旦负载或输 入电压使开关管关断时间降低到此时的 7 以 下，系统将进入频率回折模式。在该模式中，能观 察到不规则的开关周期。当输入电压足够高或负 载足够轻时，因皿的增加，许多振荡周期被越 过，并且其幅值随振荡次数增加而减小，当关断时 间大于此时的亦后，过零检测检测到振荡谷底 后将开关管开通。图2b定性描述了负载变化情况 下频率回折特性。豁牛丄=297 mH变压器初级和12 V输出次级变比为:(1)一、1；hM卜Mi14hf折输入功电几n(%+%)()=10.6图2 T注与 J 关系及频率回折特性描述图26超宽输入电压范田准谐振反激式电源的设计式中：为输出整流二极管的压降，取UvtFl V。变压器初级绕组匝数计算式为:/Vp=7，OTIJ(AeAB)=89.2(3)Np实际取90匝。则主输出次级绕组匝数N沪NJe=8.5,n为变 压器变比c /V.,实际取9匝，则7.5 V和36 V次级输 出绕组分别取6匝和26匝。辅助绕组取11匝，以 使芯片供电电压稳定在15 Vo3.5损耗分析电路损耗主要包括：输入输出整流损耗、变压 器损耗(铜损、铁损)、开关管损耗、启动电阻损 耗、控制电路损耗。为提高电源在高压输入时的效 率，应尽量减小开关损耗，其估算式为：PCU&SJ2(4)式中：C.为MOSFET输出电容；人为输入交流电压经大 电解电容滤波后的直流电压。由式(4)可知，要减小开关管开通损耗，主要 有2种措施：降低几。在高压输入或轻载输出 时，利用自适应开关管关断时间限制几上升;增 大 % 通过增大n来增大人，但久的升高受到开 关管耐压和最大占空比的限制，不宜太高。此处设 计的=130 V,此时开关管电压应力为900 V且 最大占空比为0.6,而开关管耐压为1 kV,选择较 为合理。想要继续降低开关损耗需更换更大耐压 的功率M0SFETo4实验结果及分析r/(lOus/ 格)(a)输入65 V満我时波形1to(4”/格)(c)输入380 V.I2 V綸出轻我时如波形(连、A 002 /1irv1r/(4|ts/M)(b)綸入465 V满戦时“山渡形lio 210 jo 410r一上； :7-710.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 i/A(dM、同佶况下效冰曲线图3实验波形采用上述方法设计电路。图3a示出最低输入 电压65 V且3路输出均满载时的开关管漏源电 压S波形。由图可见，此时电路工作于CRM模 式，频率约为50 kHz,占空比约为0.6。图3b示出 最高输入电压465 V且两路输出均满载时的 波形，此时电路工作在DCM模式，但开关管仍然 在振荡谷底开通，减小了开关损耗。图3c为交流输入380 V且12 V输出轻载 (10%)时，波形，可见，此时电路工作在DCM模 式,U 使振荡2个周期之后才开通。图3d(上 波形)为3路输出满载时变换器效率曲线，图3d (下波形)为交流输入380 V且12 V输出负载变化 时效率曲线。由上述波形可知，变换器在超宽输入 电压范围内和输出负载变化时均有较高的效率。(上接第13页)两种情况的差模干扰频谱测试对比如图6所 示。可见，当滤波器与主电路垂直放置时，低频处 差模干扰比二者平行放置要大幅降低，而高频 EMI基本保持不变。考虑到改变二者相对位置后， 共模扼流圈与L之间的电感耦合明显减小，而Cx 与主电路电感耦合变化较小，其他元件间的电感 耦合不变，因此实验结果表明，共模扼流圈与主电 路的磁场耦合对低频EMI有很大影响。100|90 80 原始布局504030200,5/7MHz 1030图6改变滤波器与主电路相对位置后差模干扰比较5结论研究了带有CL滤波器的Boost PFC电路中 滤波器与主电路间近场耦合。通过对EMI频谱的5结论这里介绍了基于电流模式控制芯片L6565实 现的超宽输入电压范围65-465 V自适应开关管 关断时间的准谐振反激式开关电源的设计，实验 结果表明该电源输入电压范围较宽，效率较高，具 有较好的应用前景。参考文献1 孙轩，马皓超宽输入电压范囲三相开关电源的 设计和优化J.机电工程,2010,27(4):97-107.2 王维新，王书辻.低损耗准谐振反激变换器的实现J. 电源住界，2009,32(7):34-36.3 ST Microelectronics. L6565 : Quasi-resonant SMPS Con - trollerf DB/OL.hltp: /www. st. com, 2003 测量及比较可知，滤波器与主电路间的近场耦合 彫响功率变流器的差模干扰，而对共模干扰影响 较小。进一步实验发现，滤波器中差模滤波电容的 杂散磁场耦合影响高频处的差模干扰，而共模扼 流圈与主电路的电感耦合则影响低频处差模干扰。参考文献1 和军平，陈为，姜建国.功率因数校正电路杂散磁场 对传导干扰发射作用的分析研究J中国电机工程学 报,2005,25(14):151-157.2 Wei Chen,Limin Feng9Henlin Chen,et al.Near Field Coupling Effects on Conducted EMI in Power ConverterfA. IEEE Power Electronics Specialists ConferenceC.2006: 400-405.3 Shuo Wang,F C Lee, D Y Chen,el al.Effects of Parasitic Parameters on EMI Filter PerformanceJ.IEEE Trans, on Power Electronics,2004,19(3)：869-877L RossettotS Buso,G Spiazzi.Conducted EMI Issues in a 600 W Single-phase Boost PFC DesignJ.IEEE Trans, on Industrial Applications, 2000,36(2) ：578-58527