【毕业论文设计】基于DSP控制的双闭环直流调速系统设计

基于DSP控制的双闭环直流调速系统设计摘 要本文介绍的是一种基于DSP TMS320LF2407A 芯片的双极性可逆PWM直流调速系统数字控制的设计和基于Matlab的仿真设计。选用三相桥式不可整流电路供电。选用H型双极可逆PWM驱动系统对电机进行控制，在一个PWM周期内，电动机电枢的电压极性呈正负变化。驱动电路采用M57215BL芯片，通过DSP的PWM输出引脚PWM1-PWM4输出的控制信号进行控制。用霍尔电流传感器检测电流变化，并通过ADCIN00引脚输入给DSP，经A/D转换产生电流反馈信号。采用增量式光电编码器监测电动机的速度变化，经QEP1和QEP2脚输入给DSP,获得速度反馈信号。通过PDPINIA引脚对电动机提供过电压和过电流保护。运用MATLAB对设计好的系统进行仿真，双闭环调速 系统的特征是系统的电流和转速分别由两个调节器控制。速度调节器ASR和电流调节器ACR均设有限幅电路，ASR的输出作为ACR的给定，利用ASR的输出限幅起限制启动电流的作用；ACR的输出作为触发器的移相控制电压。系统的建模包括主电路的建模和控制电路的建模。建模完成后即可进行仿真。关键词：DSP TMS320LF2407A 芯片；PWM；双闭环直流调速系统；数字控制；Matlab;simulinkPWM DC motor speed digital control system design and simulationAbstractThis article is based on DSP TMS320LF2407A reversible chip bipolar digital control of PWM DC drive system design and simulation of Matlab-based design. Can not use three-phase bridge rectifier circuits. Use H-type bipolar reversible PWM control of the motor drive system in a PWM cycle, the motor armature voltage polarity was positive and negative changes. M57215BL chip driver circuit, through the DSPs PWM output pins PWM1-PWM4 output control signals. Hall current sensor with current changes, and through ADCIN00 pin to the DSP, by the A / D conversion produces the current feedback signal. An incremental optical encoder to monitor the motor speed changes, the QEP1 and QEP2 pin input to the DSP, to obtain the speed feedback signal. By PDPINIA pin provided on the motor voltage and over current protection. Good system design using MATLAB simulation, the characteristics of dual-loop speed control system is the systems current and speed controlled by two regulators. ASR speed regulator and current regulator are equipped with a limited increase circuit ACR, ASRs output as given ACR, the use of ASRs output from the restrictions limiting the role of starting current; ACR output as the trigger phase control voltage. System model including the main circuit modeling and control circuit modeling. After the completion of the simulation modeling.Keywords: TMS329LF2407A chip；PWM；double closed-loop DC-drive speed system；Digital control；Matlab;Simulink目 录第一章绪论11.1论文选题背景及研究意义11.2国内外研究现状11.3论文研究的主要内容2第二章 方案论证32.1 系统设计要求32.2系统方案选择和总体结构设计32.2.1系统控制对象的确定32.2.2电动机供电方案的选择32.2.2系统控制方案选择62.2.3总体结构设计82.2.4系统的工作原理10第三章硬件电路设计113.1硬件设计113.1.1主电路选型123.1.2整流电路选择133.1.3PWM变换器设计133.1.4PWM调速系统主电路143.1.5直流电动机DSP控制和驱动电路153.1.6速度测量163.1.7 电流检测电路设计183.1.8 IGBT驱动电路设计183.1.9 TMS320LF2407A DSP的结构介绍193.1.10 键盘和显示233.2主电路中参数计算233.2.1变压器二次侧电压U2的计算233.2.2一次、二次相电流I1、I2的计算243.2.3变压器容量的计算243.2.4二极管整流桥VD1- VD6的选择243.2.5输入滤波电容C0的选型研究253.2.6平波电抗器的设计253.2.7励磁电路元件的选择26第四章调速系统设计274.1模拟控制双闭环直流调速系统电路原理图274.2调速系统的静态特性和动态特性分析284.3调速系统调节器设计304.3.1电流调节器设计304.3.2转速调节器设计32第五章仿真设计355.1仿真35第六章软件设计396.1 程序流程图396.2定点DSP的数据线Q格式表示方法406.3数字PI调节器的DSP实现方法1416.4DSP控制程序的有关参数计算436.5DSP控制程序43总 结45参考文献46致 谢48附录一：程序清单49附录二：系统原理图5755第一章绪论1.1论文选题背景及研究意义直流电动机具有优良的调速特性,调速平滑、方便,调速范围广；过载能力大,能承受频繁的冲击负载,可实现频繁的无级快速起动、制动和反转；能满足生产过程自动化系统各种不同的特殊运行要求，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动系统领域中得到了广泛的应用。有许多生产机械要求电动机既有正转，又能反转，而且常常还需要快速地启动和制动，这就需要可逆的调速系统。中小功率的可逆直流调速系统多采用由电力电子功率开关器件组成的桥式可逆PWM变换器，其中功率开关器件采用IGBT。直流电动机的转速调节主要有三种方法：调节电枢供电的电压、减弱励磁磁通和改变电枢回路电阻。针对三种调速方法，都有各自的特点，也存在一定的缺陷。例如改变电枢回路电阻调速只能实现有级调速，减弱磁通虽然能够平滑调速，但这种方法的调速范围不大，一般都是配合变压调速使用。所以，在直流调速系统中，都是以变压调速为主。其中，在变压调速系统中，大体上又可分为可控整流式调速系统和直流PWM调速系统两种。直流PWM调速系统与可控整流式调速系统相比有下列优点：由于PWM调速系统的开关频率较高,仅靠电枢电感的滤波作用就可获得平稳的直流电流,低速特性好，稳速精度高，调速范围宽，可达1:10000左右；同样,由于开关频率高,快速响应特性好,动态抗干扰能力强,可以获得很宽的频带；开关器件只工作在开关状态,主电路损耗小,装置效率高；直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高1。正因为直流PWM调速系统有以上的优点，并且随着电力电子器件开关性能的不断提高，直流脉宽调制（PWM）技术得到了飞速的发展。传统的模拟和数字电路PWM已被大规模集成电路所取代，这就使得数字调制技术成为可能。目前，在该领域中大部分应用的是数字脉宽调制器与微处理器集为一体的专用控制芯片, 如TI公司生产的TMS320C24X系列芯片。电动机调速系统采用微机实现数字化控制，是电气传动发展的主要方向之一。采用微机控制后，整个调速系统实现全数字化，结构简单，可靠性高，操作维护方便，电动机稳态运转时转速精度可达到较高水平，静动态各项指标均能较好地满足工业生产中高性能电气传动的要求。1.2国内外研究现状 本课题设计的控制对象是双闭环无环流可逆直流调速系统。目前，对于控制对象的研究和讨论很多，有比较成熟的理论，但实现控制的方法和手段随着技术的发展，特别是计算机技术的发展，不断地进行技术升级。这个过程经历了从分立元件控制，集成电路控制和单片计算机控制等过程。每一次的技术升级都是控制系统的性能有较大地提高和改进。随着新的控制芯片的出现，给技术升级提供了新的可能。经过文献检索，目前已经有不少科技工作者开展了将DSP芯片用于电机控制方面的研究，但现在应用的例子较少，大部分还处于可行性研究阶段。本设计的理论基础有电机控制、电力电子技术、自动控制原理、计算机控制技术等理论。研究设想是：通过研究提出合理的硬件方案和算法，主要进行的是理想情况下的可行性研究，具有工程应用的可能和超前性。 直流调速系统已经过多年的研究并已很成熟，而DSP技术现在也发展迅猛，并在很多方面取得显著成果。两者的结合，将大大提高电机控制在高精度控制领域的发展。用DSP控制电机，用户就不必在外围再设置模/数转换器，硬件结构和控制大为简化，体积减小，成本也就降低，处理能力和可靠性性能都大大提高。由此可知，基于DSP的双闭环直流调速系统的设计不论在理论上还是在工程中都是可行的。 电机控制是DSP应用的主要领域，随着社会的发展以及对电机控制要求的日益提高，DSP将在电机控制领域中将发挥越来越重要的作用。1.3论文研究的主要内容本设计采用DSP芯片TMS329LF2407BL为控制核心，可逆直流调速系统采用由IGBT组成的桥式可逆PWM变换器，通过DSP芯片输出可调制脉宽波控制IGBT的触发角改变电动机两端的极性从而达到调速的目的。控制系统采用转速和电流双闭环控制，电流环为内环，转速环为外环。转速调节环节ASR和电流调节环节ACR采用PI调节。实现了PWM直流电机的转速速度控制，精度较高，具有手动设定速度的功能，具有过压和过流保护装置。第二章 方案论证2.1 系统设计要求实现PWM直流电机的转速数字控制。被控对象：直流电机：3000转/分，15V/3A速度控制精度：1度/秒要求带速度显示具有手动设定速度的功能具有过压和过流保护装置2.2系统方案选择和总体结构设计2.2.1系统控制对象的确定本次设计选用的电动机额定功率40W，额定电压15V，额定电流3A,额定转速3000r/min。2.2.2电动机供电方案的选择根据直流电机转速方程： （1.1） 式中 n 转速（r/min）； U 电枢电压（V）； I 电枢电流（A）； R 电枢回路总电阻（ W ）； F 励磁磁通（Wb）； Ke 由电机结构决定的电动势常数。由式（1.1）可以看出，有三种方法调节电动机的转速：（1）调节电枢供电电压 U；（2）减弱励磁磁通 F；（3）改变电枢回路电阻 R。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。改变电阻只能有级调速；减弱磁通虽然能够平滑调速，但调速范围不大，往往只是配合调压方案，在基速（即电机额定转速）以上作小范围的弱磁升速。这里选用变压调速1。变压调速是直流调速系统用的主要方法，调节电枢供电电压所需的可控电源通常有3种：旋转电流机组，静止可控整流器，直流斩波器和脉宽调制变换器。旋转变流机组简称G-M系统如图1.1所示，适用于调速要求不高，要求可逆运行的系统，但其设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便。静止可控整流器又称V-M系统如图1.2所示，通过调节触发装置GT的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变Ud，从而实现平滑调速，控制作用快速性能好，提高系统动态性能，由于晶闸管的 图2.1旋转变流机组供电的直流调速系统（G-M系统）原理图图2.2晶闸管电动机调速系统（V-M系统）原理图单向导电性，它不允许电流反向，给系统的可逆运行造成困难；晶闸管对过电压、过电流和过高的dV/dt与di/dt 都十分敏感，若超过允许值会在很短的时间内损坏器件；由谐波与无功功率引起电网电压波形畸变，殃及附近的用电设备，造成“电力公害”。直流斩波器和脉宽调制交换器采用PWM器件如图1.3所示，主电路线路简单，需用的功率器件少；开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；低速性能好，稳速精度高，调速范围宽，可达1:10000左右；若与快速响应的电机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。三种可控直流电源，V-M系统在上世纪6070年代得到广泛应用，目前主要用于大容量系统。直流PWM调速系统作为一种新技术，发展迅速，应用日益广泛，特别在中、小容量的系统中，已取代V-M系统成为主要的直流调速方式。根据本此设计的技术要求和特点选PWM-M系统。在PWM-M系统中，用PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。PWM变换器电路有多种形式，主要分为不可逆与可逆两大类，由于要求精度要高，故采用可逆。可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路，电动机M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，考虑到精密加工对性能要求很高，采用双极式控制的桥式可逆PWM变换器，双极式控制的桥式可逆PWM变换器具有电流一定连续；可使电机在四象限运行；电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；低速平稳性好，系统的调速范围可达1:20000左右；低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通1。综上所述选双极式控制的桥式可逆PWM变换器电路供电方案。图2.3PWM系统的原理图2.2.2系统控制方案选择双闭环直流调速系统的结构框图如图2.4所示，在整个系统中，主要包括转速环和电流环，其中外环为转速环，内环为电流环。在设计过程中，主要是设计转速调节器和电流调节器。两个调节器可以分为模拟的和数字式的，模拟调节器一般都是用运算放大器实现，在物理概念上比较清晰，控制信号流向也比较直观，一般适合于学习入门，但模拟控制系统的控制规律体现在硬件电路和所用的器件上，因而线路复杂、通用性较差，其控制效果往往受到器件性能和温度等因素的影响。图2.4双闭环直流调速系统结构框图由于模拟控制系统存在这些缺点，并且随着现代科学技术的发展，特别是在计算机控制技术方面，使得运用微型计算机实现双闭环直流调速系统的设计成为可能，并且可以达到比模拟控制系统更优的控制效果。 图2.5采用微处理器后的双闭环直流调速系统框图如图2.5所示的为运用微处理器实现双闭环直流控制系统的结构框图。在图中可以看出，运用了微处理器的系统，在结构上得到了很大的简化，这样可以使制作成本降低。微机控制系统不受器件温度漂移的影响、稳定性好、可靠性高，提高了控制性能。通过软件编程，进行逻辑判断和复杂运算，可以实现不同于一般线性调节的最优化、自适应、非线性、智能化等控制规律，更改起来灵活方便。现在微处理技术发展相当快，生产微处理器的生产厂商也很多，微处理器的型号层出不穷，他们性能各异，有通用型的，也有一些专用型的。如德州公司生产的的TMS320LF240X系列DSP芯片都是专用在控制电机方面的。在本系统设计中，采用不同的微处理器，有不一样的方案，下面进行讨论，并最终选择一种最适合的方案。 8051是MCS-51系列单片机中的代表产品，它内部集成了功能强大的中央处理器，包含了硬件乘除法器、21个专用控制寄存器、4kB的程序存储器、128字节的数据存储器、4组8位的并行口、两个16位的可编程定时/计数器、一个全双工的串行口以及布尔处理器2。图2.6采用8051处理器控制的原理框图如图2.6所以是采用8051处理器设计双闭环直流电机调速系统的原理框图。本方案的优点是选用了简单的处理器，资源得到了充分的利用，不会造成太大的浪费，成本比较低。在检修方面也有一定的优势，当电路中的某一个模块出了问题，只要对该模块进行修理或更换即可，其它的硬件可以继续使用。该方案的主要不足是设计电路相对比较复杂，以软件编程为代价实现调速。采用TMS320LF2407控制设计双闭环直流调速控制系统的原理框图如图1.7所示。由图中可看出，DSP处理器的集成程度较高，在这里用到了PWM、ADC、SPI和正交编码脉冲电路，省去了很多外设。PWM直接输出到H型PWM变换器，得以控制电机的转速和转向；通过光电编码器检测电机的转速，测得的数据直接送到图2.7采用DSP处理器控制的原理框图DSP处理器的正交编码器进行处理；利用霍尔传感器主电路的电流，送到DSP处理器上集成的ADC，A/D转换后得到数字量，由DSP处理器进行处理；可以用带SPI技术的接口键盘和数码管显示芯片与DSP处理器的SPI外设接口相接，进而可以通过键盘给定速度，也可以进行调速等操作，数码管用来显示当前的电机转速。这样的设计方案在硬件结构上得到了很大的简化，而且在软件编程方面也带来很大的方便，只须对一处理器内部的一些寄存器进行编程即可，大大缩短了开发流程。这与方案一相比主要是少了一些外设，不用设计专门的PWM控制电路，不需要选择一个分辨率满足系统要求的A/D转换器以及对速度检测的数据进行适当的整形等3。综上所述的两个方案，从控制的精确、快速、简单和题目的要求方面考虑，对双闭环直流控制系统，选择方案二进行系统的设计。2.2.3总体结构设计若采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统虽然可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差，不过当对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统难以满足要求，因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩，在单闭环调速系统中，只有电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形，当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减少，因而加速过程必然拖长。若采用双闭环调速系统，则可以近似在电机最大电流（转矩）受限的条件下，充分利用电机的允许过载能力，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳态转速后，又可以让电流迅速降低下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行，此时起动电流近似呈方形波，而转速近似是线性增长的，这是在最大电流（转矩）受到限制的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。采用转速电流双闭环调速系统，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级联接，这样就可以实现在起动过程中只有电流负反馈，而它和转速负反馈不同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，只靠转速负反馈，不靠电流负反馈发挥主要的作用，这样就能够获得良好的静、动态性能4。与带电流截止负反馈的单闭环系统相比，双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差，这时，转速负反馈起主调作用，系统表现为电流无静差。得到过电流的自动保护。显然静特性优于单闭环系统。在动态性能方面，双闭环系统在起动和升速过程中表现出很快的动态跟随性，在动态抗扰性能上，表现在具有较强的抗负载扰动，抗电网电压扰动。综上所述，本系统用一台DSP及外部扩展设备代替模拟系统中速度调节器、电流调节器、触发器、逻辑切换单元、电压记忆环节、锁零单元和电流自适应调节器等，从而使直流调速系统实现DSP的控制。其硬件结构如图2.8所示。图2.8DSP控制的直流调速系统结构图2.2.4系统的工作原理在此DSP控制的直流调速系统中，速度给定、速度反馈和电流反馈信号是通过模拟光电隔离器、A/D转换器送入计算机，计算机按照已定的控制算法计算产生双脉冲，经并行口、数字光电隔离器、功率放大器送到直流PWM变换器的控制级，从而可以改变平均输出电压的大小，平稳的调节电动机的速度。IGBT正反组切换由数字逻辑切换单元来完成。第三章硬件电路设计3.1硬件设计硬件结构由主电路和控制电路两部分组成。主电路由三相不可控整流、H桥双极性PWM电路、泵升电压电路与直流电机构成。H桥双极性PWM电路驱动信号的产生由DSPTMS320LF2407A控制输出。转速的检测采用数字测速器。它是用DSP读取与电动机联轴的光电编码器输出的脉冲数，经DSP计算后得出转速值。泵升电压的控制经与事先设定值比较后由DSP发出控制信号控制启动泵升电压电路，进行能量泄放，保护主电路。系统利用故障保护引脚产生的信号，及时封锁4路PWM信号。该DSP控制系统有完善的保护体系。 图3.1 DSP控制双闭环直流PWM调速系统硬件结构图3.1.1主电路选型电动机的额定电压为15V，为保证供电质量，应采用三相降压变压器将电源电压降低；为避免三次谐波电动势的不良影响，三次谐波电流对电源的干扰，主变压器采用D/Y联结。3.1.2整流电路选择整流电路是电力电子中出现的最早的一种，它将交流电变为直流电。主要分类方法有：按组成的器件可分为不可控、半控、全控三种；按电路结构分桥式电路和零式电路；按交流输入相数分为单相电路和多相电路；按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为单拍电路和双拍电路5。 由于工厂为三相交流电源，这里选用三相桥式电路，三相桥式中有全控和不可控，虽然全控的性能好，单需要触发电路，势必会增加成本，在这里为了减少设计的成本和减少程序的编写，在这里选用三相桥式不可控整流电路，电路图如图2.1。图3.2电容滤波的三相桥式不可控整流电路3.1.3PWM变换器设计可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路。其控制方式有双极式、单极式、受限单极式。在第1章中已经介绍了，这里选用双极性，双极性驱动是指在一个PWM周期内，电动机电枢的电压极性呈正负变化。图3.3H型双极可逆PWM驱动系统图3.3是H型双极性可逆PWM的工作电路原理图。4个开关组分成两组，V1、V4为一组，V2、V3为另一组。同一组的开关管同步导通或通断，不同组的开关管的导通与关断正好相反。使用时要注意加“死区”，避免同一桥臂的开关管发生直通短路。在每个PWM周期里，当控制信号Ui1高电平时，开关管V1、V4导通，此时Ui2为低电平，因此V2、V3截止，电枢绕组承受从A到B的正向电压；当控制信号Ui1低电平时，开关管V1、V4截止，此时Ui2为高电平，因此V2、V3导通，电枢绕组承受从B到A的方向电压，这就是所谓“双极”。由于在一个PWM周期里电枢电压经历了正反两次变化，因此双极性控制可逆PWM变换器的输出平均电压Ud计算公式为： (3.1)由式（3.1）可见，双极性可逆PWM驱动时，电枢绕组所受的平均电压取决于占空比大小。当=0时，Ud=-Us,电动机反转，且转速最大；当=-1时，Ud=Us，电动机正转，且转速最大；当=1/2时，Ud=0。电动机不转。虽然此时电动机不转，但电枢绕组中仍然有交边电流流动，使电动机产生高频振荡，这样振荡有利于克服电动机负载的静摩擦，起着所谓“动力润滑”的作用，提高了动态性能6。3.1.4PWM调速系统主电路在文章的第1章中，我已经简明讲述了调速系统的主电路主要由三相不可控整流电路和PWM变换器电路构成。图3.4所示是桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图。图3.4桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并采用了电容C滤波，以获得恒定的直流电压U。由于电容的容量较大，接加电源时相当于短路，势必产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入限流电流Ra（或电抗），合上电源后，延迟开关将Ra短路，以免在运行中造成附加损耗。滤波电容器往往在PWM装置的体积和重量中占有不小的份额，因此电容器容量的选择是PWM装置设计中的重要问题。但对于PWM变换器中的滤波电容器来说，具作用除滤波外，还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电流靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端的电压升高，称作“泵升电压”。一般来说。是由电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压，因此电容量就不可能很小，一般几千瓦的调速系统所需的电容量达到数千微法。而在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容量来限制泵升电压，这时，可以采用图3.4中的整流电阻Rb来消耗部分动能。Rb的分流电路靠开关器件VTb在泵升电压达到允许数值时接通。对于更大容量的系统，为了提高效率，可以在二极管整流器输出端并接逆变器，把多余的能量逆变后回馈给电网。当然，这样一来，系统就会变得复杂多了，在这里也就不再介绍了。3.1.5直流电动机DSP控制和驱动电路 图3.5是根据控制原理所设计的用TMS320LF2407A DSP实现直流电动机调速的控制和驱动电路。图3.5直流电动机DSP控制和驱动电路图中采用了H型驱动电路，通过DSP的PWM输出引脚PWM1-PWM4输出的控制信号进行控制。用霍尔电流传感器检测电流变化，并通过ADCIN00引脚输入给DSP，经A/D转换产生电流反馈信号。采用增量式光电编码器检测电动机的速度变化，经QEP1、QEP2脚输入给DSP，获得速度反馈信号3。它还可以很容易地实现位置控制。3.1.6速度测量速度检测有模拟和数字两种检测方法。模拟测速一般采用测速发电机，其输出电压不仅表示了转速的大小，还包含了转速的方向，在调速系统中，转速的方向也是不可缺少的。不过模拟测速方法的精度不够高，在低速时更为严重。对于要求精度高、调速范围大的系统，往往需要采用旋转编码器测速，即数字测速。光电式旋转编码器是转速或转角的检测元件，旋转编码器与电动机相连，当电动机转动时，带动码盘旋转，便发出转速或转角信号。旋转编码器可分为绝对式和增量式两种。绝对式编码器在码盘上分层刻上表示角度的二进制数码或循环码，通过接受器将该数码送入计算机。绝对式编码器常用于检测转角，若需得到转速信号，必须对转角进行微分处理。增量式编码器在码盘上均匀地刻制一定数量的光栅，如图2.5所示，当电动机旋转时，码盘随之一起转动。通过光栅的作用，持续不断地开发或封闭光通路，因此，在接收装置的输出端便得到频率与转速成正比的方波脉冲序列，从而可以计算转速。图3.6增量式旋转编码器示意图上述脉冲序列正确地反映了转速的高低，但不能鉴别转向。为了获得转速的方向，可增加一对发光与接收装置，使两对发光与接收装置错开光栅节距的1/4，则两组脉冲序列A和B的相位相差90 o，如图2.6所示。正转时A相超前B相；反转时B相超前A相。采用简单的鉴相电路就可以分辨出方向。图3.7区分旋转方向的A、B两组脉冲序列若码盘的光栅数为N，则转速分辨率为1/N，常用得旋转编码器光栅数有1024、2048、4096等。采用倍率电路可以有效地提高转速分辨率，而不增加旋转编码器的光栅数，一般多采用四倍频电路3。采用旋转编码器的数字测速方法有三种：M法、T法和M/T法。（1）M法测速。在一定的时间Tc内测取旋转编码器输出的脉冲个数M1，用以计算这段时间内的平均转速，称作M法测速。把M1除以Tc就得到了旋转编码器输出脉冲的频率f1=M1/Tc,所以又称频率法。电动机每转一圈共产生Z个脉冲（Z=倍频系数编码光栅数），把f1除以Z就得到电动机的转速。在习惯上，时间Tc以秒为单位，而转速是以每分钟的转数r/min为单位，则电动机的转速为： （3.2）在上式中,Z和Tc均为常值,因此转速n正比于脉冲个数M1。高速时M1大，量化误差较小，随着转速的降低误差增大，转速过低时M1将小于1，测速装置便不能正常工作。所以M法测速只适用于高速段。（2）T法测速。在编码器两个相邻输出脉冲的间隔时间内，用一个计数器对已知频率为f0的高频时钟脉冲进行计数，并由此来计算转速，称为T法测速。在这里，测速时间缘于编码器输出脉冲的周期，所以又称周期法。在T法测速中，准确的测速时间Tt是用所得的高频时钟脉冲个数M2计算出来的，即Tt=M2/f0，则电动机转速为：（3.3）高速时M2小，量化误差大，随着转速的降低误差减小，所以T法测速适用于低速段。（3）M/T法测速。把M法和T法结合起来，既检测Tc时间内旋转编码器输出的脉冲个数M1，有检测同一时间间隔的高频时钟脉冲个数M2，用来计算转速，称作M/T法测速。设高频时钟脉冲的频率为f0，则准确的测速时间Tt=M2/f0，而电动机转速为：（3.4）采用M/T法测速时，应保证高频时钟脉冲计数器与旋转编码器输出脉冲计数器同时开启与关闭，以减少误差，只有等到编码器输出脉冲前沿到达时，两个计数器才同时允许开始或者停止计数。由于M/T法的计数值M1和M2都随着转速的变化而变化，高速时，相当于M法测速，最低速时，M1=1，自动进入T法测速。因此，M/T法测速能适应的转速范围明显大于前两种，是目前广泛应用的一种测速方法3。综上所述，本系统的速度测量采用数字M/T法测速。其中利用T1作为定时器，计时Tc时间产生中断，旋转编码器输出的脉冲个数M1由P1.6口检测，同一时间间隔的高频时钟脉冲个数M2由P1.7口检测，最后由转速中断程序完成转速的测量等等。3.1.7 电流检测电路设计由霍尔电流传感器CS50-P和I/V变换电路组成。用霍尔器件进行检测电流，由于磁场的变化与霍尔器件的输出电压信号有良好的线性关系，因此可以利用霍尔器件测得的输出信号，直接反应出导线中的电流强度。CS50-P是闭环电流传感器。额定电流3.7A，额定输出电流50Ma，正好满足设计要求，故选用该件。由霍尔电流传感器测得的电流由I/V变换电路输入给DSP引脚ADCIN00，形成电流环。3.1.8 IGBT驱动电路设计本设计采用双极式H形可逆PWM变换器控制电机。四只IGBT的栅极驱动电压分为两组，VT1和VT4同时导通和关断，其驱动电压Ug1=Ug4；VT2和VT3同时导通和关断，其驱动电压Ug2=Ug3=-Ug1.本设计选用芯片M57215BL，四个M57215BL输出四路信号分别控制触发四个IGBT。M57215模块是日本三菱公司较早推出的大功率三极管驱动电路。该模块电路成熟，应用电路简单，对外界环境要求不高，特别是电源适用范围很广。M57215模块实际上是一块厚膜电路，内部集成了包括光电耦合器在内的GTR驱动电路。该模块分两种规格：M57215L主要用于AC200220V线路中；M57215BL主要用于AC400440V线路中。本设计选用M57215BL。该模块能直接驱动50A以下各种型号的GTR。当外加一级放大电路时，可驱动50A以上各种型号的GTR，应用十分灵活。内部原理图如图： 图3.8 M57215 内部原理图从图中可以看出，其原理十分简单，从引脚1和2加入控制信号，由引脚5和6输出驱动信号。3.1.9 TMS320LF2407A DSP的结构介绍TMS329LF2407A DSP属于TI公司TMS329C2000系列定点DSP中的C24xx产品系列。该系列产品还有TMS329LF2401A、2402A、2403A、2406A和TMS329LC2401A、2402A、2404A、2406A。C24xx系列DSP兼容早期的C24xx系列DSP。其中“LF”代表内Flash EPROM93.3V，“LC”代表低电压CM9S（3.3V）。TMS320LF2407A DSP有如下特点：（1） 由于采用了高性能的静态CMOS制造技术，因此给DSP具有低功耗和高速度的特点。工作电压3.3V，有4种低功耗工作方式。单指令周期最短为25ns(40MHz),最高运算速度可达40MIPS，四级指令执行流水线。低功耗有利于电池的应用场合；而高速度非常使用于电动机的实时控制。（2）由于采用了TMS320C2xx DSP CPU内核，因此保证了与TMS320C24x系列DSP的代码兼容性。（3）片内继承了32K字的Flash程序存储器、2K字的单口RAM、544字的双口RAM。因而使该芯片可用于产品开发。可编程的密码保护能够充分的维护拥护的知识产权。（4）提供外扩展64K字程序存储器、64K字数据存储器、64字I/O的能力。（5）两个专用于电动机控制的时间管理器（EV），每一个都包含：2个16位通用定时器；8个16位脉宽调制（PWM）输出通道；1个能够快速封锁输出的外部引脚PDPINTx(其状态可从COMCONx寄存器获得)；可防止上下桥臂直通的可编程死区功能；3个捕捉单元；1个增量式光电位置编码器接口。（6）可编程看门狗定时器，保证程序运行的安全性。（7）16通道10为A/D转换器，具有可编程自动排序功能，4个启动A/D转换的触发源，最快A/D转换时间为375ns。（8）32位累加器和32位中央算术逻辑单元（CALU）；16位16位并行乘法器，可实现单指令周期的乘法运算；5个外部中断。（9）串行借口SPI和SCI模块。（10）很宽的工作温度范围，普通级：-4085；特殊级：-40125。这些性能对于本次设计来说，具有非常重要的意义。TMS320LF2407引脚介绍，此处只介绍与本设计相关的引脚。CAP1/QEP1/IOPA3捕捉输入#1/正交编码脉冲输入#1（EVA）或通用I/OCAP2/QEP2/IOPA4捕捉输入#2/正交编码脉冲输入#2（EVA）或通用I/OCAP3/IOPA5捕捉输入#3（EVA）或通用I/OADCIN00ADC的模拟输入#0PWM1/IOPA6比较/PWM输出引脚#1（EVA）或通用I/OPWM2/IOPA7比较/PWM输出引脚#2（EVA）或通用I/OPWM3/IOPA0比较/PWM输出引脚#3（EVA）或通用I/OPWM4/IOPB1比较/PWM输出引脚#4（EVA）或通用I/OPWM7/IOPE1比较/PWM输出引脚#7（EVA）或通用I/OPDPINTA功率驱动保护中断输入引脚TMS329LF2407A DSP的结构才用了改进的哈佛结构，该结构支持分离的程序和数据总线。这样的结构使取指令、执行指令、数据传送和外设控制可以并行进行，因此可以击打的提供工作速度。2407A DSP 可以分成三部分：DSP内核、存储器和外围设备。其功能结构图如图4.10所示。DSP内核是DSP的核心，它担负着数据运算、信号处理的任务。它包括了累器、状态寄存器S0和S1、中央算术逻辑单元CALU、辅助寄存器、乘法器、移位器临时寄存器T和乘积寄存器P。存储器包括了32K字的Flash程序存储器、2K字的单口RAM和544字的双口RAM（DAAM）。外围设备指的是DSP芯片中集成的除内核以外的功能模块，习惯上称之为外设。它包括了事件管理器、ADC转换器、SPI和SCI串行接口、 CAN接口等。 其中，在这里特别说明一下事件管理器，TMS320LF2407A中的时间管理器（EV）是专门为电动机控制而设计的专用模块。下面具体介绍事件管理器的结构功能：TMS320LF2407A DSP有两个相互独立的事件管理器EVA和EVB，结构功能完全相同，每个都有 16位通用定时器、8个16位的PWM 图4.10TMS320LF2407A 模块结构通道，三个比较单元，三个捕获单元，两路正交编码脉冲电路QEP及计数方向和外部时钟输入，16通道的10位的最小转换时间375ns的A/D转换器。由于事件管理器EVA和EVB，结构功能一样，下面就只介绍一下管理器模块A（EVA）的结构功能。事件管理器A有Timer1和Timer2两个通用定时器，它们有如下功能：（1）作为常规的定时/计数器使用；（2）用于在TxPWM引脚上输出频率和脉宽可调的PWM波；（3）与捕捉模块结合测量CAPx引脚上的脉宽；（4）定时器1与比较模块配合产生死区可调的6个PWM控制信号；（5）定时器2可服务于增量式光电编码器接口，测量电动机的转向、角位移和转速；（6）启动A/D转速。每个通用定时器包括：一个可读写的16位定时器增/减计数器TxCNT；一个可读写的16位定时器比较寄存器TxCMPR；一个可读写的16位定时器周期寄存器TxPR；一个可读写16位的定时器控制寄存器TxCR；可选择的内部或外部时钟；4可屏蔽中断下溢、上溢、定时器比较和周期中断。每个通用定时器有四种可选择的操作模式：停止/保持模式；连续递增记数模式；定向增减记数模式；连续增减记数模式。利用这些操作模式可以产生周期可变和固定的各种锯齿波及三角波。定时器比较寄存器和这些波形进行比较就可以产生各种PWM输出，称之为波形发生器。通过配置GPTCONA/B寄存器中的相应位来规定高有效、低有效、强制高、强制低，这样就可以控制波形发生器的输出，以生成不同类型功率设备所需的PWM波形，每个通用定时器都提供一个独立的PWM输出通道。事件管理器A有3个比较单元，1个比较单元、1个比较控制寄存器COMCONx和一个比较方式控制寄存器ACTRx。每个比较单元都有一个比较寄存器CMPRx，以及2个PWM输出引脚。这一套组合可以使事件管理器产生6个带死区的PWM输出，用于控制三相逆变桥。比较单元的操作功能与定时器比较积存器的操作功能相似。当定时器的计数值与比较单元的比较寄存器相等时，就会在该比较单元的两个PWM引脚上产生跳变（两个引脚的跳变与比较方式寄存器ACTRx的设置有关），并经过1个CPU时钟后发出比较中断申请。比较单元受比较控制寄存器和比较方式寄存器控制，通过这些寄存器可以设置比较输出是否允许、比较值和方式寄存器的重载条件、PWM引脚输出方式等。增量式光电编码器是电动机控制中的常用传感器，用于测量电动机输出的角位移和转速等信息，作为闭环控制的反馈量。TMS320LF2407A DSP提供了与这种编码器的接口电路。在事件管理器A中，它的编码器接口电路使用了定时器2作为可逆计数器，来计数编码脉冲的个数。编码脉冲通过2个引脚QEP1/CAP1和QEP2/CAP2输入到芯片内部。这两个引脚是与捕捉单元1、2复用的引脚，因此在使用编码器接口电路时，要禁止捕捉功能。编码器接口电路利用输入编码脉冲的4个边沿加工成4倍频的计数脉冲信号和计数方向信号。4倍频的计数脉冲信号有利于提高电动机角位置和角位移信号的分辨率。计数方向信号自动地控制定时器2的计数方向，而计数方向引脚TDIRA这时不起作用。在事件管理器A模块中，对增量式编码器脉冲电路寄存器的设置如下：将所需的值装载到定时器2的计数器、周期和比较寄存器中；设置T2CON为定向增/减计数方式，编码脉冲电路作为时钟源，并允许定时器2。捕捉单元可用于测量捕捉引脚上输入信号的两个相邻跳变间的时间间隔，因此可以测量输入信号的频率或周期。事件管理器A模块有三个捕捉单元，每个捕捉单元都有相应的引脚CAPx，它们可以选择定时器1或2作为计数时钟，但CAP1、CAP2必须使用相同的计数时钟。每个捕捉单元都有一个2级先入先出（FIFO）堆栈，分为顶层堆栈（CAPxFIFO）和低层堆栈（CAPxFBOT）。当输入引脚上的信号发生指定跳变时，捕捉单元自动地将定时器的计数值（TxCNT）保存到堆栈中，并置中断标志位。顶层堆栈保存旧的计数值。当对堆栈进行读操作时，总是读取顶层堆栈的旧值，而同时低层堆栈自动地进入顶层堆栈，所以读操作可以清空堆栈。捕捉单元有两种寄存器，一个是捕捉控制寄存器（CAPCONA/B），另一个是捕捉FIFO状态寄存器（CAPFIFOA/B）。3.1.10 键盘和显示HD7279A的选通端和CLK、DATA、分别于DSP的DSP CAP5/QEP4/IOPF0、DSP CLKOUT/IOPE0、DSP CAP6/IOPF1、DSP XINT2/ADCSOC/IOPD0相连。HD7279A是一片具有串行接口的，可同时驱动8位共阴式数码管（或64位独立LED）的智能显示驱动芯片，该芯片同时还可连接多达64键的键盘矩阵，单片即可完成LED显示，键盘接口的全部功能。HD7279A内部含有译码器，可直接接受BCD码或16进制码，并同时具有2种译码方式。HD7279A具有片选信号，可方便地实现多于8位的显示或多于64键的键盘接口。本设计中前四位数码管显示给定速度，后四位数码管显示实时速度。每位数码管对应的二个键分别为增加键和减少键。3.2主电路中参数计算3.2.1变压器二次侧电压U2的计算U2是一个重要的参数，选择过低就会无法保证输出额定电压。选择过大又会造成延迟角加大，功率因数变坏，整流元件的耐压升高，增加了装置的成本。一般可按下式计算，即： （3.5）式中Udmax -整流电路输出电压最大值；nUT -主电路电流回路n个晶闸管正向压降；C - 线路接线方式系数；Usk -变压器的短路比，对10100kVA，Usk =0.050.1；I2/I2N-变压器二次实际工作电流与额定之比，应取最大值。在要求不高场合或近似估算时，可用下式计算，即： （3.6） 式中A-理想情况下，=0 时整流电压Ud0与二次电压U2之比，即A=Ud0/U2；B-延迟角为时输出电压Ud与Ud0之比，即B=Ud/Ud0；-电网波动系数；11.2考虑各种因数的安全系数；根据设计要求，采用公式2.6,由表查得 A=2.34；取 = 0.9；角考虑10 裕量，则 B= cos = 0.985取U2=8 V。电压比K= U1/U2= 380/8 =47.5。3.2.2一次、二次相电流I1、I2的计算由表查得 KI1 = 0.816，KI2 = 0.816考虑变压器励磁电流得： 3.2.3变压器容量的计算 S1=m1U1I1； （3.7）S2=m2U2I2； （3.8） S=1/2(S1+S2)； （3.9）式中m1、m2 -一次侧与二次侧绕组的相数；由表查得m1=3，m2=3S1=m1U1I1=33800.05=57 VAS2=m2U2I2=382.448=58.752 VAS=1/2(S1+S2)=1/2（57+58.752）=57.876 VA3.2.4二极管整流桥VD1- VD6的选择考虑到工厂的交流电电压值变化较大，其上限值取25V(1+5%)=26.25V，其幅值电压可达26.251.414=37V8。山于整流桥中的二极管在承受反向电压时由两只二极管串联承担，因此，选取耐压为50V、电流为2.5A的整流桥完全可保证安全工作。3.2.5输入滤波电容C0的选型研究当交流电源停电或漏电一个周期波形时，一般希望整流输出电压能维持一定时间后再开始下降，取电源输出的保持时间td=10ms。根据能量守恒定律，在td期间输出的能量是由输入电容C1释放供给的，由公式： （3.10）且考虑留有一定的余量，选滤波电容为4700F。3.2.6平波电抗器的设计为了使直流负载得到平滑的直流电流，通常在整流输出电路中串入带有气隙的铁心电抗器LD，称平波电抗器。其主要参数有流过电抗器的电流一般是已知的，因此电抗器参数计算主要是电感量的计算。电动机电感量LD（单位为mH）可按下式计算： （3.11）式中UD、ID、n直流电动机电压、电流