反激变换器——第六章

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,第六章 反激变换器拓扑,功率变换电路,单端,双端,隔离型,不隔离型,降压、升压、降,-,升压、库克变换器,反激、正激,推挽、半桥、全桥,6.1,概述（,Introduction,）,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,(Discontinuous-Mode,Flybacks,Basic Operation),6.3,连续模式下反激变换器的基本工作原理,(continuous-Mode,Flybacks,Basic Operation),6.4,交错反激变换器,本章小结,第六章 反激变换器,6.1,概述,反激变换器的工作原理,：,开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。,优点：,不需要输出滤波电感（滤波电感在所有正激拓扑中是必需的），减小体积，降低成本。,应用范围：,5,150W,电源中应用广泛,高电压、小功率场合（电压不大于,5000V,，功率小于,15W,）,50W150W,且有多组输出的变换器,选择合适的匝比，可用于直流输入低至,5V,的场合,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,工作原理,电路有一主一辅两个输出，主输出,Vom,接负反馈闭环。,Vom,的采样电压与参考电压相比较，产生的误差信号控制,Q1,的导通时间，使输出采样电压在输入电压和负载变化时跟随参考电压变化。,辅输出对输入电压的变化调整很好，但对负载变化调整稍差。,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,Q1,导通时，所有绕组同名端的电压相对于异名端为负；输出整流管,D1,、,D2,反偏，,C1,、,C0,单独向负载供电。,C1,、,C0,容量的选择应保证提供负载电流的同时能满足输出电压纹波和压降的要求。,Q1,导通期间，,Np,的电压恒定，其电流线性上升，斜率为,di/dt,=(Vdc-1)/Lp,，其中，,Lp,是初级励磁电感。在导通结束之前，初级电流上升达到,Ip,=(Vdc-1)Ton/Lp,。变压器储能为,Q1,关断时，励磁电感的电流使各绕组反向，设此时次级只有一个主次级绕组,Nm,，无其他辅助绕组。则由于电感电流不能突变，在,Q1,关断瞬间，变压器次级电流幅值为,几个开关周期之后，次级直流电压上升到,Vom,。,Q1,关断时，,Nm,同名端电压为正，电流从该端输出并线性下降，斜率为,dIs/dt,=,Vom,/Ls,。其中,Ls,为次级电感。若次级电流,Is,再次导通之前降到零，则变压器存储的能量在,Q1,再次导通之前已经传送到负载端，变压器工作在不连续模式。一个周期,T,内直流母线电压提供的功率为,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,Ip,=(Vdc-1)Ton/Lp,则有,由上式可见，只要反馈保持,VdcTon,恒定，即可保持输出恒定。,6.2.1,输入电压、输出电压及导通时间与输出负载的关系,设变换器效率为,80,从式（,4.2b,）可见最大导通时间,Ton,出现在输入电压最低的时候，即,Ip,=,Vdc,Ton/Lp,反馈环路在,Vdc,或,Ro,上升时减小,Ton,，在,Vdc,或,Ro,下降时增大,Ton,，从而自动调整输出。,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,6.2.2,设计原则和设计步骤,1,、确定初,/,次级匝数比（匝比决定了不考虑漏感尖峰时开关管可承受的最大关断电压应力,Vms,）,忽略漏感尖峰并设整流管压降为,1V,，则直流输入电压最大时开关管的最大电压应力为,参数的选择应使,Vms,尽量小，以保证即使有,0.3Vdc,的漏感尖峰叠加于,Vms,，对开关管的极限值（,Vceo,、,Vcer,或,Vcev,）仍有,30,的裕度。,2,、保证磁心不饱和且电路始终工作于,DCM,模式,假设,Q1,和,D1,的正向导通压降均为,1V,，则有,式中，,Tr,是图中变压器的复位时间，也是次级电流降为零的时间。,即保证变压器正负伏秒数相等。,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,为保证电路不工作于不连续模式，必须设定死区时间，即图中的,Tdt,。,3,、初级电感与最小输出电阻及直流输入电压的关系,由式（,4.3,）可得初级电感计算公式,Vdc,和,Vms,确定后，,Np/Nsm,可由式,(4.4),求得，联立式,(4.5),和式,(4.6),可得,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,4,、开关管的最大电压应力和峰值电流,若开关管为双极晶体管，则其峰值电流,Ip,为,其中,Vdc,已给定，,Ton,可由式（,4.7,）计算，,Lp,可由（,4.8,）求出。若开关管为,MOSFET,，则其最大额定电流为式,(4.9),计算值的,5,10,倍，以使其导通电阻足够小，导通压降足够大。,5,、初级电流有效值和导线尺寸,初级电流为三角波，峰值为,Ip,，有效值为,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,6,、次级电流有效值和导线尺寸,次级电流为三角波，峰值为,Is=,Ip(Np,/Ns),，持续时间为,Ts,。初次级匝比,Np,/Ns,由式,(4.4),给出，,Tr,=0.8T-Ton,，因此次级电流有效值为,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,7,、不连续模式下的反激变换器设计实例,设计参数,首先选择开关管的额定电压。因为额定电压是决定变压器匝比的主要因素。选择额定电压为,200V,的开关管。在式,(4.4),中，开关管关断时承受的最大电压应力,Vms,为,120V,因此即使关断瞬间的漏感尖峰为,Vms,的,25,（或,30V,），仍有,50V,的电压裕度。由式,(4.4),可得,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,根据式,(4.7,确定最大导通时间,),由式,(4.8),有,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,由式,(4.10),有,由式,(4.9),有,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,根据式,(4.11),，初级所需的总园密耳数为,选用,19,号线，其园密耳数为,1290,根据式,(4.12),，可得次级电流为,复位时间,Tr,满足（,0.8T-Ton,）,=16-9.9=6.1,s,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,由式,(4.12),可知，次级所需的总园密耳数为,50021,10500,。,因此选用,10,号线，但,10,号线直径太大，选用等园密耳的铜箔绕组或者并绕细线代替。,输出电容根据输出纹波选择。输出电流最大时，开关管的导通时间为,9.9,s,，则滤波电容,Co,在,13.9,s(,包括导通时间和死区时间，此时的输出电流完全由电容提供,),里承受,10A,的电流，其电压坡度为,当电压下降,0.05V,时，,已知容量为,2000,F,的铝电解电容的平均,ESR,值为,1,、在开关管关断瞬间，次级电流峰值为,66A,，此电流流过等效电阻，产生很窄的尖峰电压,660.03=2V,。当反激变换器的匝比,Np,/Ns,较大时，开关管关断时这种高幅度窄尖峰电压是很常见的问题。,解决办法：选用比上式计算值大的电容（因为,Resr,与,Co,成反比）或外接小型,LC,电路以吸收窄尖峰。,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,2,、在反激变换器总中，当初级流过电流时，没有流过次级绕组以抵消初级安匝，因此初级安匝趋于使磁心饱和。,解决办法：给铁氧体磁心加气隙或采用本身有内部气隙的,MPP,（坡莫合金粉末）磁心,存在问题：,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,6.2.3,反激拓扑的电磁原理,防止反激变换器磁心饱和的方法：给磁心加气隙,采用实心铁氧体磁心，研磨掉,EE,型或罐型磁心中心柱的一部分形成气隙；在,U,型或,UU,型磁心的两半间插入塑料薄片形成气隙。,采用,MPP(,坡莫合金粉末,),磁心,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,1,、铁氧体磁心加气隙防止饱和,铁氧体磁心加气隙作用：,磁滞回线倾斜，磁导率降低,提高饱和安匝数,磁芯制造商通常给出计算对应电感所需匝数的曲线图和安匝数,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,2,、采用,MPP,磁芯防止饱和,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,6.2,不连续模式下反激变换器的基本工作原理,6.2.4,反激变换器的缺点,1,、较大的输出电压尖峰,开关管开始关断时刻，从,Co,看进去的阻抗远低于,Ro,，所有次级大电流都流入,Co,及其等效串联电阻（,Resr,）。这将产生窄而高的输出的电压尖峰,Ip(Np/Ns)Resr,。尖峰的宽度通常小于,0.5,s,。,解决办法：窄反激变换器主储能电容后加小型,LC,滤波器,用于滤掉宽度小于,0.5,s,的尖峰。,注意：误差放大器应在,LC,滤波器之前对输出电压进行采样。,2,、需要大容量且能耐高纹波电流的输出滤波电容,输出纹波电压要求并不能最终决定滤波电容的选择，而是由根据纹波电压要求初选的电容的纹波电流额定值决定的。,若根据输出纹波电压初选的电容不能达到额定电流的要求，则应选择更大容量的电容，或使用多个电容并联工作。,反激变换器的两种工作模式：,不连续模式和连续模式,6.3,连续模式下反激变换器的基本工作原理,决定电路工作模式的参数是：,变压器的励磁电感和电路的输出负载电流,如图,(a),所示，不连续模式的初级电流前端没有阶梯，而在关断瞬间（,b,）次级电流是衰减的三角波，在下一个周期开始之前已衰减到零。,表明下个周期开始之前开关导通时间存储于初级的能量以完全传递到次级负载。,6.3,连续模式下反激变换器的基本工作原理,连续模式如图,(c),所示。初级电流有前沿阶梯且沿斜坡上升,;,在开关管关断期间（图（,d,），次级电路为阶梯上叠加衰减的三角波。开关管再次导通时，次级仍然维持有电流。,6.3,连续模式下反激变换器的基本工作原理,两种工作模式的比较：,不连续模式电路的响应更快且负载电流或输入电压突变引起的输出电压尖峰更低。,不连续模式下次级电流峰值大，将在关断瞬间产生较大的输出电压尖峰，从而需要较大的,LC,滤波器；大的峰值电流会产生严重的,RFI,问题。,不连续模式下次级电流可以达到连续模式的两倍，整流二极管的温升也更高,不连续模式下初级电流峰值约为连续模式的两倍，要求使用更大电流且可能更昂贵的开关管，而且也会导致更大的,EMI,问题。,不连续模式比连续模式应用更广泛的原因：,1,、不连续模式本身的变压器励磁电感小而响应快，且输出负载电流和输入电压突变时，输出电压瞬态尖峰小。,2,、由于连续模式本身的特性（其传递函数具有右半平面零点），必须大幅减小误差放大器带宽才能使反馈环稳定。,6.3,连续模式下反激变换器的基本工作原理,连续模式反激变换器的设计原则,1,、输出电压和导通时间的关系,稳态时，初级开关管导通时的伏秒数等于其关断时的伏秒数,反馈环在,Vdc,增大时降低,Ton,，在,Vdc,减小时升高,Ton,，以保持输出电压的稳定。,6.3,连续模式下反激变换器的基本工作原理,2,、输入、输出电流与功率的关系,6.3,连续模式下反激变换器的基本工作原理,在图,4.6,中，输出功率等于输出电压与次级电流脉冲乘积的平均值。因为,Icsr,等于次级电流上升斜坡的中间值。所以有,式,(4.18),和式,(4.19),中的 由式,(4.17),中的,Vom,、,Vdc,和匝比,Ns/,Np,确定，此匝比由式（,4.4,）得到。,假设效率为,80,，即,Po=0.8Pin,，,Icpr,等于初级电流上升斜坡的中间值，则有,6.3,连续模式下反激变换器的基本工作原理,3,、最小电流输入时连续模式下的电流斜波幅值,连续模式的起始点是初级电流出现前端阶跃的时刻，此阶跃在初级平均电流值等于斜坡幅度,dIp,的一半时出现，这个值是使电路仍处于连续模式的最小值