直流开关电源基本原理

,西南交通大学,电力电子技术,Power Electronics,基本DC/DC变换器隔离型DC/DC变换器,第2章 高频开关型直直变换电路,dc/dc变换器将二个直流系统连接起来,第1节直直变换器的基本结构,两系统的电压差必然降落在联接两端口的元件上,变换器必须有一条并联支路以给输入/输出的电流差值提供一条通路,V,i,=200V,+ 50V -,串联,元件,Vo=150V,i,1,=15A,i,2,=20A,-,+,+,-,并联,元件,+,150V,-,5A,15A,电感能够提供非零的平均电流，但两端的平均电压为零；电容能够提供非零的平均电压，但它的平均电流为零,变换器本身不应当消耗电能,既能承受非零电压又能流过非零电流而不耗能开关元件,u,s1,i,s1,i,s2,u,s2,V,i,=200V,+ u,s1,-,V,o,=150V,i,s1,I,o,=20A,-,+,+,-,+,us2,-,S,1,i,s2,S,2,第2章基本直直变换电路分析,1. Buck（降压）变换器,1.1 连续导电模式分析,在一个稳态周期中电感两端的电为：,i,L,V,1,+,-,V,L,+,-,V,2,+,-,在一个稳态周期中电感两端的电压平均值必然为零由此得到变换器的稳态电压比,V,1,-V,2,-V,2,v,L,i,L,DT,S,T,S,由能量守恒,电感电流和输出电压中的纹波,定义纹波,为其峰值与平均（直流）值间的差，则,i,L,为,纹波电流全部从C中流过，则,V,2,为：,在连续模式，纹波与输出电流的大小无关,已知最大纹波和有关参数，可计算滤波电容值,电感电流连续与不连续的边界值的确定,连续导电模式与非连续导电模式的判据：,当,i,I,o,时为非连续导电模式,当,i,=I,o,时为临界连续导电模式,临界连续时电感电流的平均值是,1.2,断续导电模式分析,电感两端的电压是,V,1,-V,2,-V,2,v,L,i,L,i,C,v,D,V,2,V,1,DT,S,T,S,(D+,)T,S,根据稳态下电感电压伏秒平衡规律,该变换器仍然是降压变换器。其稳态电压比取决于导通比D与,。,由变换器的参数决定。,下面讨论,与参数的关系。由于稳态负载电流：,式中,根据上方程解出,：,将,代入到,变比计算式中得不连续时的稳态电压比,电感电流断续时输出电压与K有关，且非线性,1.,变换器的(外)特性,(,V,2,与I,2,的关系),电感电流连续时输出电压与I,2,无关,电感电流不连续时输出电流I,2,是：,将不连续时的M代入上式得,设临界电感电流的最大值（当D=1/2有最大值）,当电感电流不连续时，其稳态电压比的另种形式为,于是,将该式用图象表示。虚线内表示电流不连续,V,2,/V,1,D=1.0,D=0.1,D=0.3,D=0.5,D=0.7,D=0.9,I,2,/I,LCmax,该图说明，在D一定的条件下，当负载电流小于临界值，电流就由连续变为断续,断续时电感电流的平均值也可写作,临界电感电流的最大值也可写作,于是,将上式代入断续时稳态电压比公式，得：,将上式作图,V,2,/V,1,=0.8,V,2,/V,1,=0.5,V,2,/V,1,=0.2,D,I,2,/I,LCmax,虚线内表示电流不连续,该图说明，当V,2,一定、I,2,相同时，V1越小越容易连续；或D越大越容易连续,2Boost（升压）变换器,2.1连续导电模式分析,电感两端的电压为,稳态电压比,i,L,V,1,+,-,V,L,+,-,V,2,+,-,电流变比,电感电流的纹波和输出电压中的纹波,V,1,-(V,2,-V,1,),v,L,i,L,i,D,i,Q,DT,S,T,S,i,L,为其峰值与其平均值间的差。则,i为：,假定i,D,中的纹波电流全部从C中流过,，所以,电感电流连续与不连续的边界值的确定,连续导电模式与非连续导电模式的判据：,当,i,I,1,时为非连续导电模式,当,i,=I,1,时为临界连续导电模式,临界连续时电感电流的平均值是,将电感电流转变成负载电流，其临界值是：,2.2,断续导电模式分析,V,1,-(V,2,-V,1,),v,L,i,L,i,D,V,2,v,D,V,2,-V,1,DT,S,T,S,(D+,)T,S,电感两端的电压是,根据电感电压伏秒平衡规律,该变换器仍然是,升压,变换器。其稳态电压比取决于导通比D与,。,由变换器的参数决定。,下面讨论,与参数的关系。由于稳态,电感,电流：,将,表达式代入到,M中可得不连续时的稳态电压比,电感电流不连续时M与D的关系接近直线关系,2.,变换器的(外)特性,(V,2,与I,2,间的关系),电感电流连续时输出电压与I,2,无关。,电感电流不连续时,其平均值,为：,将稳态电流变比代入得,在升压变换器中，为保证V,2,为常数，D必须跟随V,1,变化，对不同的V,2,/V,1,，得到D与负载电流的函数关系。由电感电流临界连续情况定义：,将上边各式代入得,将上式D求出,V,2,/V,1,=4,V,2,/V,1,=2.0,V,2,/V,1,=1.25,D,I,2,/I,2max,3Buck-Boost（降压-升压）变换器,3.1连续导电模式分析,电感两端的电压为,V,1,-V,2,v,L,i,L,i,D,i,Q,V,1,+,-,V,2,-,+,V,L,+,-,稳态电压比,输出电压的大小与占空比有关,D大于1/2是升压变换器,D小于1/2是降压变换器,电感电流的纹波和输出电压中的纹波,假定其纹波电流全部从C中流过,电感电流连续与不连续的边界值的确定,连续导电模式与非连续导电模式的判据：,当,i,I,1,+ I,2,时为非连续导电模式,当,i,=I,1,+ I,2,时为临界连续导电模式,临界连续时电感电流的平均值是,将电感电流转变成负载电流，其临界值是：,3.2,断续导电模式分析,V,1,-V,2,v,L,i,L,i,D,V,2,v,D,V,2,-V,1,DT,S,T,S,(D+,)T,S,电感两端的电压是,该变换器仍然是降压-,升压,变换器。其稳态电压比取决于导通比D与,。,由变换器的参数决定。,根据电感电压伏秒平衡规律,下面讨论,与参数的关系。由于稳态,电源,电流I,1,将,表达式代入到M中可得不连续时的稳态电压比,电感电流不连续时M与D的关系为直线关系,3.,变换器的(外)特性,(V,2,与I,2,间的关系),电感电流连续时输出电压与I,2,无关。,电感电流不连续时,其平均值,为(由波形计算)：,假定输出电压不变，将(上页) I,1,与变比代入：,解出I,2,式中的D：,V,2,/V,1,=0.33,V,2,/V,1,=1.0,V,2,/V,1,=4.0,D,I,2,/I,2Cmax,4Cuk变换器,C,1,R,D,C,2,L,1,L,2,V,1,+,-,V,2,-,+,V,C1,-,+,T,工作过程：当T断D通，电源V1经L1给C1充电，输出电压靠C2、L2维持基本不变；当T通D断，电容C1将前一段存储的能量释放给负载R、滤波电容C2和电感L2，同时电源给L1提供能量,。,4.1连续导电模式分析,v,L1,i,L1,i,L2,V,2,V,1,V,2,v,L2,i,1,+i,2,由于电感上的平均直流电压恒为零，所以，电容C,1,上的平均直流电压是,电感L,1,上的电压是,：,根据电感电压伏秒平衡规律,电流变比,电感电流的纹波和输出电压中的纹波,也可根据电容C1的电压安秒平衡规律来求解它的稳态电压比。其结果完全相同,输出电压纹波可仿照前述的方法求出：先求出L2中的电流纹波，再令纹波电流全部从电容中流过，于是可求出输出电压纹波。,4.2不连续导电模式分析,当电感（L1/L2）小或负载电阻较大或工作频率低时丘克变换器也将工作于电流不连续状态。此时，电路的工作过程是：三极管通二极管断；三极管断二极管通；三极管二极管均断。电路中的主要波形如图示。,要说明的是，此时电容C1上电压仍然为常数其大小不变。当T、D均不导通时VC1将使电感电流反向流动，于是iL1出现负值。由于输出电压V2不变，流过负载的电流也流过L1和L2，它为常数,由波形知，电感L1、L2中的电流总连续。但电流i1+i2却出现了不连续。注意区别不连续的意义,v,L1,i,L1,-V,2,V,1,i,L2,-V,2,v,L2,i,1,+i,2,V,1,电感L,1,上的电压是,：,C,1,R,D,C,2,L,1,L,2,V,1,+,-,V,2,-,+,V,C1,-,+,T,C,1,R,D,C,2,L,1,L,2,V,1,+,-,V,2,-,+,V,C1,-,+,T,C,1,R,D,C,2,L,1,L,2,V,1,+,-,V,2,-,+,V,C1,-,+,T,根据电感电压伏秒平衡规律,上式表示当为不连续导电模式时，Cuk与Buck-Boost的电压变比特性相同。式中,是一个与电路参数有关的量：可以证明：,其特点是：输入、输出电流没有脉动；电压变比理论上可由零变到无穷大; 开关管的射极接地，使驱动简化,第3章隔离型直直变换电路分析,变压器的作用,输入和输出间实现电气隔离,实现单输入-多输出,减小开关的电压/电流应力,基本拓扑,正向变换器（Forward）反激变换器（Flyback）,正向变换器中所有绕组上的瞬时功率代数和为零即变压器不储能,反激式变换电路当开关导通时原边储能（激磁电感）开关断开时副边绕组将储能提供给负载,3.1 变压器及模型,双绕组理想变压器满足电压比等于匝比、电流比等于电压比的倒数,阻抗比为匝比的平方。理想变压器既不耗能也不储能,实际变压器存在磁化电感和漏电感,由于存在磁化电流二者端子电流不同;由于有漏感二者端子电压不同,激磁电感可跨接在原边，也可出现在副边,如果漏感压降比激磁电感上的压降小得多，则原（或副）边漏感可反射到另一边。,3.2 隔离型单端正激变换器,“单端”是指功率只从原边电压的一个极流入,工作过程,开关导通时，原边电压V,P,等于输入电压V,1,。副边电压极性为正。所以D,1,通D,2,断，V,D,=V,1,/N，反射到原边的电流为I,2,/N,当三极管断开时二极管D,3,和电压源V,C,为磁化电流提供通路,+,+,激磁电流与钳位,若变压器的磁化电流非零，开关关断后必须为该电流提供一条流动路径,在开关断开,i,流动期间，激磁,电感上的电压必须为负，以使,激磁,电流衰减,在周期性的稳态时，,铁心中的磁通在每个周期的终点值必须回到起点值,这称为磁通复位,假定激磁电流初值为零，开关导通磁化电流线性增大。开关关断，I,2,立刻换流到D,2,，D,1,关断。理想变压器的电流,i,s,、,i,1,阶跃到零。但,i,必须连续。,i,迫使,D,3,导通,V,P,V,1,-V,C,在每个周期终点的磁化电流值必须回到起点值，否则它将不断增大，使变压器饱和,等价条件是，开关关断时的原边伏秒必须等于开关导通时的原边伏秒，即净伏秒必须为零,要确保激磁电流衰减到零，复,位电压必须大于伏秒平衡所需的临界值。同时应确保在D最大时i,也能衰减到零。,例3.1 钳位电压的选择,设输入电压V,1,=50伏，变压器匝比N=5，导通比为D，输出电压V,2,=D（V,1,/N）=10D（伏），若0,V,2,8,伏，D,max,，求所需,钳位电压,V,C,的值,复位电路的能耗,复位电路在每个周期都吸收能量，该能量一般都被损耗掉。在D,3,导通时间内通过积分V,c,i,c,可计算出这部分能量。若电压Vc为常数，,i,c,的峰值,线性减小,到零所需时间,每个周期流入电源V,C,中的能量E,C,是,它比磁化电感中储存的能量要大,通常用大电容来构成钳位电源V,C,。为防止V,C,增大，将一个电阻与它并联。在大功率的场合，可使用一个辅助DC/DC变换器将电容储能传送到电源或负载,例3.2 放电电阻的布置,如果将电阻接在V,C,与输入电压之间，部分能量就由电容返回到电源。能量损耗为,与上一个方案相比，能量损耗减小,变压器耦合钳位（或第三绕组复位）,当Q关断时,i,通过钳位绕组流通，所以,i,T,=（N,1,/N,T,）,i,改变（N,P,/N,T,）可调节钳位电压,注意到匝比影响三极管的断态电压。对1:1的匝比三极管的断态电压是2V,1,，对3:1的匝比，三极管的断态电压是4V,1,。,优点: 磁场能量直接返回到电源,问题是，当三极管关断时，原边与第三绕组间的漏感会阻止磁化电流立刻换流到第三绕组中去。因此 必须在开关的两端加钳位电路，以防止其电压过高。与漏电感相关的能量与磁化电感的储能相比要小得多，所以这部分能耗不必考虑，除非该电路以非常高的频率工作。,将钳位绕组接到V,2,端可将电感储能送到输出端，理论上可以轻微地改善电路的效率。,3.3 隔离混合桥,Q,1,与Q,2,在通/断上同步,由于二极管不允许,i,反向变压器的铁心只能到,B,min,=0。四个元件中只有两个是可控的，该变换器仍然是单端的，称为单端隔离混合桥,特点：开关数多一倍但开关电压额定值小,不需要额外的复位电路,需要驱动两个射极处于不同电位的三极管,电路的最大占空比被限制到50%。,单端隔离变换器中的开关应力,若开关的最大导通比限制在，则开关管上的电压为2V1，若变换器输出的平均功率为Po，不计磁化电感电流，开关管（在导通比下）流过的电流峰值为2Po/V,1,，开关管的应力参数,3.4 双端桥式隔离正向变换器,双端桥式变换器的特点,1.输出电压纹波频率是单端电路的两倍，可减小输出滤波器,2. 磁化电流,i,可以改变符号，铁心材料利用更好,同样可以计算其它开关的应力参数。一般若最大导通比为D,max,，钳位电压至少为V,1,/（1D,max,)，开关流过的电流是P,O,/(D,max,V,1,)，开关应力参数是,3,.比单端电路复杂,双端桥式变换电路如图。电路中开关S1S4均为双向开关。工作波形如图,用全波整流电压的周期定义占空比D。如果D=1每个原边开关导通50%的时间。,用三种开关方式均可以使i,保持连续:,1)关断所有的开关，强迫磁化电流在副边绕组中流动，即，,is,i,N,。,当D50%时，在(1D) T期间内不必给变压器施加复位电压，因为在下个DT当Vp反向时会使铁心磁通复位。但在这段时间内必须保持,i,的连续,2) S1和S2导通和3) S3和S4导通这,二种功能相同,只有当N,i,I,2,才可将,所有的原边开关断开,。当,i,s,I,2,至少三个副边二极管要同时导通。例如，0 ,N,i,I,2,，D,5,、D,6,和D,7,（或D,6,、D,7,、D,8,）将导通。I,2,通过D,5,、D,7,环流，,i,s,i,N,在负的方向通过D,5,、在正的方向通过D,6,环流。如果N,i,I,2,，D,5,会通过负电流，而这是矛盾的（注意到D,8,的状态在这段时间内不明确，但结果不变）,优点：原边开关只流过单极性的电流；缺点：变压器漏感中的储能不能保持连续,此时开关流过双向电流，为原边漏感电流提供通路。磁化电流i,将在原副边绕组中被劈开。,i,如何准确地在原副绕组中分布与电路参数有关：例如开关压降、原副边电感的相对大小等等,在每个周期中采用交替,顺序,（如,S,14,、S,43,、S,32,、S,21,）可确保每个开关承受相同的电流应力,例3 双端全桥变换器中变压器的原边电流,开关顺序:S,14,、S,43,、S,32,、S,21,在(,1-D)T期间,i,只在原边环流,(,S,21,或S,43,),在DT的起点t=0，假定,i,(,0)= -I,P,; 在DT期间，S,1,S,4,、D,5,D,8,导通，原边电流是：,在t=DT，,i,=+ I,P,在(,1-D)T期间, S,1,断S,3,通，为,i,提供一条通路。由于,Vp=0所以,i,= I,P,保持不变，直到t=T，S,4,断S,2,通,i,、,i,p,、和,i,s/N的波形如图,虽然假定在(1-D)T期间I,2,通过D,5,和D,7,(或D,6,和D,8,)续流，在此期间,若变压器副边有漏感,仍然存在着D,5,与D,8,保持导通、D,6,与D,7,保持关断的可能性。这将引起一个额外的电流I,2,/N通过S,3,与S,4,环流, 如图,3.5 隔离型双端半桥变换器,桥式变换器中三极管的基极处于不同的电位使驱动复杂化;副边整流管二个串联,损耗大,中抽电路中两个三极管的射极都接地，驱动容易,副边电流只流经一个开关，压降小效率高,输出电压的控制与全桥变换器相同,要在(1-D)T期间产生零电压，只能靠将原边开关全部关断来实现,若不计磁化电流，变压器没有漏电感,在,(1-D)T期间,变压器原边电流为零。变压器强迫两个副边绕组中的电流相等，将副边电流在两个副边绕组中平均分配，由于D,3,和D,4,均导通，副边被短路。在这种条件下，所有的绕组电压必须为零，所以整流电压为零。,下面结合电路与波形图进行说明,1：S,1,通S,2,断。,V,P,=V,1,、,V,L,=V1。磁化电流,i,由正的初始值向负积分，,i,1,=I,2,，i,2,=0，i,2,= i,，由磁势平衡求得：,i,1,=,i, I,2,/N。,+,-,+,-,+,-,+,-,2：S,1,断S,2,断。i,1,=0，i,2,=-,i,，,i,=-I,P,。,由磁势平衡：,约束条件,联立求解得,I,P,I,2,/N,3: S,1,断S,2,通。,i,1,=0，磁化电流,i,由负的初始值向正积分。,i,1,= 0 ，i,1, =0， i,2, = I,2,由磁势平衡求得：,i,2,=,I,2,/N,+,-,+,-,4: S,1,断S,2,断。,i,=+I,P,，,i,1,=0，,i,2,=-,i,由磁势平衡：,约束条件,联立求解得,上面分析的条件是I,P,I,2,/N。此时开关中的电流是单向的。开关S,1,S,2,中不需要反并二极管。,但若I,P,I,2,/N，开关中的电流就是双向的，S,1,S,2,中必须反并二极管,注意到,i,s2,=,i,(t)+,i,2,(t)=-,i,1,(t-T)=,i,s1,，即开关电流是完全相同的，只是相位相差T,可将磁化电感放在变压器的四个绕组中任意一个中甚至是两个原绕组（或两个副边绕组）之间,反激式变换器,将间接变换器转变成电气隔离的电路：带磁化电感的变压器代替电路中的电感。因为电感上没有直流电压。当Q导通时D关断，电能流入L,；当,Q关断D导通，储存的磁能经副边绕组流向负载。如果没有漏电感，除了变压器产生升压与降压作用外，反激式变换器的工作与非隔离变换器是一样的。,当原边有漏电感，当开关断开时其储能需要释放，通常必须加缓冲电路。,正激电路中的变压器的磁化电流越小越好，而反激必须具有一定的值以储存能量。该变压器称为储能变压器,Cuk变换器也可隔离。但在这种电路中变压器不能取代滤波电感。它与正向变换器一样提供阻抗变换而不储能（电容电压极性要确保原副边没有直流电压作用）,+,3.7 变压器漏感的影响,单端变换器中漏感的影响,设漏感与副边绕组串联，当开关导通时D,1,中的电流不能阶跃变化。在换相期间两个二极管均导通，换相电压是,V,x=V,1,/N。漏感L,中的电流线性上升，其斜率是,V,1,/NL,，直到它达到,I,2,值,。换相时间是：,换相结束,后，D,2,关断，V,d,阶跃变到V,1,/N,在换相期间，vd=0而不是V,1,/N，输出电压V,2,小于无漏感时的值（DV,1,/N）。所以，要保持所需要的输出电压，要么减小匝比N，要么增大最大导通比。减小N会增大三极管的电流峰值与有效值。增大最大导通比就增大了磁通复位电压值，从而增大了开关的电压额定值,开关断开时，复位电路工作，,变压器的原边电压Vp立刻从+V,1,阶跃到-,(V,C,-V,1,)。I,2,开始从D,1,换相到D,2,。此时漏感上电压是-,(V,C,-V,1,)/N，所以换相时间,u2,与,u1,不同。此时，能量流动从副边绕组流向原边绕阻。,例4 有漏感时单端正激变换器D的确定,上图中：V,1,=50V，V,2,=5V，I,2,=40A，N=5，L,=100nH,，Lu =,，,fs=200KH。为得到5V输出D应为多少？,由于有漏感，需要增大占空比以补偿换相间隔（因二极管换相产生电压损失）。换流时间间隔是,这段时间对应开关周期的8%，所以。D=58%，钳位电压必须满足铁心在这种占空比时复位的条件,由此可确定V,C,大于120伏。而无漏感时占空比是50% V,C,是100伏。开关的电压额定值至少应高于V,C,。所以漏抗的影响之一是增加了开关的电压定额值,储存在漏电感中的峰值能量是,当漏感释放能量时，输入电源也提供能量，钳位电源（路）吸收的能量多于漏感中的储能。结果是E=137uJ，它比E要大约70%。如果这部分能量在每个周期中均被损耗掉，由漏电感造成的损耗将是27,5W,，或为输出功率的14%。如果我们重新布置放电电阻，则每个周期只损耗E，或8%的输出功率,在单端正激变换器中，漏感产生的能耗是很显著的。应当将钳位电路中的能量反馈到输入电源中。双端电路能够自动地将钳位能量返回到电源,在反激变换器中，漏感也增加了开关的电压额定值，但原理不同。在图示反激变换器中，理想变压器已经去掉。这样处理可突出讨论重点而不会改变其工作情况。假定Lu足够大iu为常数值Iu。若将Q关断，则,i,Q,在时间间隔,u,内线性下降到零,。在下降时间内,漏感上电压:,开关管上的电压是,漏感使三极管电压额定值增大了一个量，其大小由开关速度来确定。,漏感电压是将电流由Q换相到漏感所必须的。如果在Q关断时漏感上电压为零，电流就决不会换相。这个特点使反激拓扑比正激拓扑更不可取，特别当功率较大时,多输出变换器,：当要求提供几路不同的电源时，通常是在变压器中增加额外的副边绕组。每个绕组有各自的整流器和输出滤波器。这种方法产生的问题是由于不同的副边绕组与整流器，其负载调节特性不同，占空比也就轻微不同。解决这个问题的方法是对最大功率的输出的占空比直接控制，调整其它的输出的匝比，保证它们总是略高于要求值，然后对每一个低功率的输出端加设一个线性调整器以得到所需的电压值,