高频软开关逆变式充电器设计毕业论文

题目： 高频软开关逆变式充电器 摘 要随着电力电子技术的发展，用电设备对电源的要求不断提高， 开关电源正逐步向着高效率、大功率密度、高可靠性、低电磁抗干扰、无噪声、维修方便等方向发展。瞬时同步整流技术由于实现简单，响应速度快和具有自然限流等优点而得到广泛地应用。 本文在分析DC-DC技术发展的基础之上，用Buck电路，运用MAX767系列芯片研究一条简洁的途径实现DC-DC直流变换，即应用同步整流技术控制方法，来实现变换器高效工作。该变换器主电路结构简单可靠，可以实现输入： DC 4.55.5V，输出DC 5V/3.3A的设计。 分析其系统工作原理的过程，为该变换方法和应用提供了理论基础，通过同步整流技术的方法和应用MOSFET管的设计，较理想的实现了DC-DC变换器的设计要求。最后，运用这些设计成功的设计出DC-DC直流变换器。本文主要介绍Buck电路和MAX767系列DC设计，工作原理和主要参数的设计，并对系统的外特性和稳定性作了分析。关键词：DC-DC直流变换; 同步整流技术; MOSFET管Abstract With the development of the electronic technology, the higher requirement of Power Supply are raised including high efficiency, high power density, low EMI, and rapid dynamic response. A hysterics-band instantaneous current control PWM Technique is popularly used because of its simplicity of implementation, fast current control response, and inherent peak current limiting capability.The design of the foundation of upper，with buck circuit，handle max767 series chip look into a slip of compact avenue realize dc-dc direct current transform，namely application synchronous rectification technical control means，came realize convector highly active wrought of the text at analyses dc-dc technological development. be ones turn convector trunk feeder structure simplicity credibility，could realize import：DC 4.55.5v，output dc 5V / 3.3ABoth that of analyses his system principle of operation course，for be ones turn transform method and application supply know clearly rationale，through the medium of synchronous rectification technical means and application MOSFET table design，compare ideal realize know clearly dc-dc convector design requirement.At the last，handle these be designed for wrought thought out dc-dc dc converter to.The design，combine versus systemic external characteristic and stability did know clearly analyses of the both text mostly introduce buck circuit and max767 series DC design，principle of operation and major parameter.keyword：dc-dc direct current transform synchronous rectification technology mosfet tube。目录摘 要IAbstractII第一章 绪 论11.1 PWM技术历史和现状11.2高频软开关逆变式充电机2第二章 主电路的设计32.1整流滤波电路32.2主电路的选型42.3软开关技术的基本概念62.4软开关技术的提出与发展72.5工作过程分析92.6全桥型电路的主电路元气件参数的确定122.7输出滤波电路的设计16第三章 滤波电路和主电路的计算183.1 滤波电感183.2 滤波电容193.3 开关器件的设计203.4主电路设计的具体计算223.5 驱动电路的设计27第四章 控制电路的设计及保护电路的实现314.1 控制方案的确定314.2 PWM信号的产生334.3 移相及互锁电路364.4 开关信号的产生384.5 恒流控制电路的设计394.6 调节器电路的设计414.7 保护电路设计42参考文献44致 谢4545第一章 绪 论1.1 PWM技术历史和现状60年代开始得到发展并应用的常规PWM功率变换技术使功率变换器的设计出现了很大的变化，它除去了庞大笨重的工频变压器，提高了电源的功率密度，减小了装置的体积，提高了变换器的整体效率。随着近些年来电子计算机、通讯设备，以及空间技术实际应用需求的提高，要求常规PWM变换器具有更小的体积，重量和更高的功率密度，这也意味着常规PWM变换器要具有更高的工作频率。然而，对于常规的PWM功率变换器，进一步提高开关频率会面临许多实际问题。在常规PWM功率变换器中，一组斜对角线功率开关器件同时导通和截止，另一组斜种角线上的，也同时导通和截止。两对功率开关管由驱动电路以P19M控制方式交替开通和关断，开通时间均不超过半个周期。功率变换是通过中断功率流和控制占空比的方法实现的，工作频率恒定。但是功率开关管是在电压不为零时导通，在电流不为零时关断，处于强迫开关过程，又称硬开关过程。在硬开关状态下工作的常规PWM功率变换器，随着频率的上升，一方面功率开关的开关损耗会成比例的上升，处理功率的能力大幅下降;另一方面，过高的d v/d t, di /d t将会产生严重的电磁干扰，虽然增加缓冲电路可以防止过高的d v/d t, di /d t，但由此会增加开关器件的开关损耗，增大功率变换器的体积和造价。为克服常规PWM功率变换器在硬开关的状态下的诸多问题，80年代以来软开关技术得到了深入广泛的研究并迅速发展壮大。1.2大功率高频软开关逆变式充电机蓄电池充电设备的 基本原理就是一直流电源作用与蓄电池两端，当电源电压高于蓄电池两端时，电池处于充电状态。在这种状态碎随着充电的不断的进行，蓄电池电动势增加，充电电流相应的减少，为了使充电机能以一定的电流对蓄电池充电，则应增加相应的电压，使电流稳定在给定值上。显然手动充电机无法满足这种要求，且超作的失误将缩短蓄电池的使用寿命。本方案讨论的就是用绝缘门极晶体管（IGBT）以及新型软开关谐振脉宽调制（PWM）电路的充电系统，系统能根据设定完成对不同个蓄电池充电。考虑到大功率及电网的污染问题，系统采用无控整流加DC/DC变换器的结构。系统原理结构框图如图1-1所示：图1-1 系统结构框图本方案中所提的“高频软开关逆变式”一词是指充电机系统的核心部分DC/DC变换器的结构而言。在本系统中DC/DC变换器采用的是带辅助换流谐振开关的全桥式PWM DD/DC变换电路。它是在全桥式PWM DC/DC 变换电路的基础上，结合零电压谐振开关和零电流谐振开关技术而形成的一种新型的高频大功率充电机。第二章 主电路的设计电力电子技术是以电力为对象的电子技术，它在主要任务是对电能进行控制和交换。现在电力电子技术已成为信息产业和传统产业之间的重要接口、弱电与被控强电之间的桥梁。从SCR、IGBT、SITH；从相控整流电路及周波变换电路到脉宽调制和高频斩波电路，现代电力电子技术正逐渐向集成化、高频化、全控化、电路弱电化、控制数字化和多功能化发展，本文所讨论的充电机系统就是现代电子技术的产物。2.1整流滤波电路整流电路由三相整流桥、充电电阻R、短路开关S和滤波电容C1构成，如图2-1所示。图2-1整流滤波电路当电路加电时，开关S处于断开状态，电网通过整流桥和充电电阻R向电容C1充电。电阻限流作用，防止加电时产生冲击电流。当电容充电结束后，开关S闭合，将限流电阻R短路，电路进入正常工作状态。开关S的动作是由控制电路中的软启动电路实现的。由于整流滤波电路所使用的是不控制元件，对电网影响较少，同时，以软启动过程所实现可防止潮涌电流的产生。2.2主电路的选型开关电源的电路拓扑结构众多，其中正激式、反激式和半桥型适合小功率电源使用，全桥型适合大功率电源使用，其中正激电路又可以分单管正激和双管正激等多种。电路形式的最终确定，需要根据设计任务书和实际应用场合的具体情况来确定。一般来说，功率很小的电源（1-100W），采用电路简单、成本低的反激型电路较好；当电源功率在100W以上且工作环境干扰很大、输入电压质量恶劣、输出短路频繁时，则应采用正激型电路；对于功率大于500W、工作条件较好的电源，则应采用半桥或全桥电路较合理；如果对成本要求比较严，可以采用半桥电路；如果功率很大，则应采用全桥电路；推挽电路通常用于输入电压比较低、功率较大的场合。充电机的核心部分是DC/DC功率变换电路。DC/DC变换器一般可分为自激式和他激式两种。自激式变换电路输出功率较小，频率不易控制，只用于较小故在此只介绍他激式变换电路，在他激式变换电路中，开关管的控制信号是由可调频率的震荡器给出的。下面对它激式变换电路的组成部分分别加以说明。A半桥式变换电路图2-2 半桥式变换电路半桥式变换电路的工作原理如下所述。T1，T2管的导通信号相差180度，且他们的导通时间均小于T/2，使T1、T2不会导通。当T1导通时，电源U1通过T1、C3，Tr给C2充电，同时C1通过T1、C3、Tr放电，二极管D1导通，电源通过变压器向负载输送能量，电感储存能量。当T1截止、T2还未导通时，Tr线圈电压为零，电感L通过D1、D2向负载供电。当T2导通时，电源通过T2、C3、Tr给C1充电，C3被反相充电，同时C2通过Tr、C3、T2 放电，二极管D2导通，电源向负载输送能量，同时电感L存储能量。半桥式变换电路多用于功率在100700W范围内的高压开关电源中，该电路的优点是电路中使用的功率开关管所承受的电压较低，不会超过线路的峰值电压。另外，半桥式电路具有自动平衡功能，即使由于某种原因两只管子的导通时间不同，电路也会自动使变压器初级正负半周的伏秒积相同，避免变压器出现偏磁现象。半桥式变换电路的整个周期中，变压器初级一直有电流通过，变压器的利用率高。由于在半桥式变换电路中，高频变压器上施加的电压只是输入电压的一半，与推挽电路相比，欲输出相同的功率则高压开关管必须流过两倍的电流。 B全桥式变换电路将半桥式变换电路中的两个电容C1、C2换成两只高反压功率开关管，并配以相应的驱动电路，就组成了全桥式变换电路.如图2-3所示。图2-3 全桥式变换电路在全桥式变换电路中，开关管T1和T4同步通断，T2和T3同步通断。电容C3用以阻断变压器初级线圈的直流成分并克服由于器件特性不对称而导致的铁芯饱和现象。全桥式变换电路的高频变压器工作时，初级线圈上的电压为电源电压，每只开关管的耐压亦是电源电压，这样输出功率可以增大一倍。该电路的主要不足是开关管数目增加从而使驱动和控制电路比较复杂。2.3软开关技术的基本概念 所谓“软开关”通常是指功率器件工作在零电压开关ZVS模式(Zero Voltage Switching)或零电流开关模式ZCS(Zero Current Switching)。软开关技术的实质就是通过电感L和电容C的谐振，使开关器件中的电流或两端电压按正弦或准正弦规律变化，当电流自然流过零时，使器件关断;当电压下降到零时，使器件导通。功率器件在零电压或零电流条件下完成导通与关断过程，将使功率器件的开关损耗理论上为零。图2-4给出了硬开关和软开关的电压和电流波形示意图，可以对比分析。图2-4 硬开关和软开关的电压.电流波形图软开关的四种理想切换方式 1)零电压开通一一功率开关上的电压先下降到零时或其后，功率开关才开始恿过电流，称零电压开通。 2)零电压关断一一功率开关上的电流先下降到零时或其后，功率开关上的电压还维持在零，则称零电压关断。 3)零电流开通一一功率开关上的电压先下降到零时或其前，功率开关一直不流过电流则称零电流开通。4)零电流关断一一功率开关上的电流先下降到零时或其后，功率开关上的电压才开始上升，则称零电流关断。2.4软开关技术的提出与发展 针对常规PWM控制的上述问题，美国Virginia大学的李泽元教授提出了谐振软开关的概念“。是在硬开关逆变器拓扑中引入谐振环节，利用谐振环节的能量变化来优化变换器中功率器件的开关特性:开通时，电压先下降到零，电流再缓慢上升到通态值，关断时电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值。这样可以解决硬开关电路中存在的开关损耗大的问题，同时也解决了硬开关变换器引起的EMI问题。它一举突破了以往硬开关技术的局限性，使得采用谐振软开关逆变器的开关频率可以提高到很高。 谐振软开关概念的提出引起了电力电子领域的一场革命，许多研究人员致力于谐振理论和软开关技术的研究。1986年美国威斯康辛大学的D. M. Divan教授提出了谐振直流环节逆变器，解决了多个谐振开关的谐振元件作用相互影响的问题，该电路的不足之处是在直流环节上进行电压谐振，开关器件承受的电压应力增大。后来D. M. Divan教授又将谐振回路放置在逆变桥之后构成了另一种谐振逆变器一一极谐振型逆变器，虽然为开关器件产生ZVS导通条件，但电路复杂，控制难度大。 在此之后，为了进一步简化电路拓扑结构，各国研究者进行了不懈的努力。自20世纪80年代以来，国内外不断研制开发出新的高频软开关逆变器拓扑，到目前为止提出了多种不同的软开关拓扑结构，实际应用也取得了一系列成功。软开关技术先后经历了串联谐振术、准谐振或多谐振技术(20世纪80年代中期)、ZCS-PWM,ZVS-PWM或移相全桥ZVS-PW术(20世纪80年代末期)、ZCT-PWM或ZVT-PWM技术(20世纪90年代初期)、全桥移相ZV ZCS-PWM技术(20世纪90年代中期)几个发展阶段。而全桥移相软开关逆变电路是近些年来应用最广泛的一种软开关逆变拓扑形式，如图2-5所示。这种技术实际上是将谐振技术与常规PWM变换技术的结合。其基本工作原理简述为(因IGBT模块内并联了续流二极管，而实际电路中并不需要，仅为论述方便在图中画出，以后各章同理):每个桥臂的两个开关管 180互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即所谓移相角。通过调节此移相角的大小，来调节输出电压脉冲宽度，在变压器副边得到占空比D可调的正负半周对称交流方波电压，从而达到调节相应输出电压的目的。如果Q1和Q2的驱动信号分别领先于Q3和Q4，则可定义Q 1, Q2组成的桥臂为超前臂，Q3, Q4组成的桥臂为滞后臂。并在IC控制端对同一桥臂的两个(Q1与Q2或Q3与Q4)开关管的相驱动电压设置不同的死区时间，巧妙利用开关管的结电容和高频变压器的漏感作为谐振元件，使全桥变换器的四个功率开关管依次在零电压下导通，在电容作用下零电压关断，错开功率器件大电流与高电压同时出现的硬开关状态，抑制感性关断电压尖峰和容性开通的管温过高，减小了开关损耗与干扰。但要做到以上这些，必须设计满足要求的软开关PWM电路拓扑，同时还要合适的控制与其相配合。如图25：图2-5 原边加电容和饱和电感的FB-ZVS/ZCS变换电路 2.5工作过程分析为了便于下面的分析，讨论前仍需作如下几点假定: 1.所有开关管、二极管均为理想器件； 2.饱和电感饱和时电感为零，不饱和时电感量为无穷； 3.输出滤波电感电量足够大，在一个开关过程中可以等效为一个恒流源； 4.阻断电容足够大，在电流复位过程中可等效一个恒流源； 5. (为外部实际并联的电容)。(1)to-t1时间段(模式1) 在这个时间段，主功率开关管Q1，和Q4，导通，原边电流从电源正极经Q1变压器原边绕组、阻断电容. ，回到电源负极。一方面通过变压器将电源输入的能量传递给负载，另一方面给阻断电容充电。在这个时间段内，饱和电感一直处于饱和状态，原边电流 = =n恒定不变，这个时间段对应的等效电路拓扑如图2-6(a)所示。在这个时间段的初始时刻，阻断电容上的电压等于一 (，为的正峰值)。在这个时间段内有: （2.1）式中,n为变压器变比，为输出电流。在时刻t1，开关管Q1，截止，这个时间结束。在这个模式下工作的持续时间取决于开关频率和变压器原边的占空比。(2)时间段(模式2)在时刻t1，开关管Q1截止，原边电流从Q1，转移到C1，和C2支路中，给C1，充电，同时给C2放电，因为电容两端电压不能突变，所以开关管Q1，是在电容C1,和C2的作用下零电压关断。这个时间对应的等效电路如图2-6(b)所示。考虑到前面的假定，由于输出滤波电感很大，负载被等效成一恒流源，故可以认为在此段时间内原边电流 = =n近似不变，类似一个恒流源。因此电容电压可近似认为在恒流源作用下线性下降。即 （2.2） 式中，C= C1+C2。在时刻t2, C2上的电压下降到零，开关管Q2的反并联二极管D2自然导通，这个时间段结束。这个时间段的长度为: （2.3） (3) t2-t3时间段(模式3) 在时刻t2, 下降到零，D2导通，开关管Q2随后可以在零电压下完成开通，原边电流通过Q4和D2续流，将电压箝位在零，阻断电容上的电压上升到。在这个时间段，饱和电感仍处于饱和状态。在阻断电容电压的作用下，原边电流将迅速下降，并导致副边电流迅速下降。输出电流I0与副边电流的差值将通过副边整流器续流，从而将变压器副边和原边短路。这个时间段的等效电路图如图2-6(c)所示，其工作过程的波形如图2-7所示。根据前面的假定，由于足够大，因此在这个时间段其上的电压= 可近似看作不变。由于电压等于零，变压器原边短路，故阻断电容电压全部加在谐振电感上，这时有: （2.4）在时刻t3，原边电流衰减到零，这个工作模式结束。该工作模式的持续时间为: （2.5） 图2-6 FB-ZVS/ZCS-PWM变换电路工作原理(4)t3-t4时间段(模式4)在时刻t3 ， 衰减到零之后，在阻断电容电压的作用下将试图向反方向变化，但这时饱和电感己退出饱和状态，呈现出较大的电感量，阻止了的进一步变化。在这个时间段，阻断电容上的电压保持不便，开关管Q4仍处于导通状态，但已没有电流流过。如果Q4为IGBT管，则其上的少数载流子可在这个时间段得到复合。由于原边电流为零，A点对地电压为 B点对地电压为 =-这个时间的等效电路图如图2-6 (d)所示。(5)t4t5时间段 (模式5)在时刻t4，开关管Q4在零电压、零电流状态下关断。在这个时间段阻断电容上的电容继续维持不变，主电路中的电流为零。等效电路图如图2-6(e)所示。这个时间段实际上是滞后臂开关管状态转换之间的死区时间，在这个时间段里，剩余少数载流子继续复合移去。(6)t5-t6时间段(模式6)在时刻t5，开关管Q3导通，由于此时饱和电感器尚未进入饱和，原边电流不可能突变，需要经过一定的时间才能迅速上升，因此Q3的导通为零电流导通。Q3导通后，在阻断电容电压和输入电压的共同作用下饱和电感很快又进入饱和区。由于漏感很小，因此原边电流在这两个电压的共同作用下迅速线性上升。这时有: （2.6）在时刻t6, 上升到等于输出电流反射值在时刻输出电流全部通过变压器副边、电源再次向负载输送能量。之后，阻断电容上的电压将向由正向负逐渐减小开始下半个对称的周期。这个工作模式的等效电路如图2-6(F)所示，其持续时间 （2.7） 图2-7 FB-ZVS/ZCS-PWM变换电路工作波形2.6全桥型电路的主电路元气件参数的确定下面介绍的设计方法适用于正激、推挽、半桥、全桥型电路， 变压器的设计变压器是开关电源中的核心元件，其他主电路器件的设计都依赖于变压器的参数，因此首先应对变压器参数进行设计。高频变压器工作时的电压、电流都不是正弦波，因此工作状况与工频变压器是不一样的，设计公式也有所不同。需要设计的是电压比，铁心的形式和尺寸、各绕组匝数的、导体截面积等。电压比kt 电压比的设计原则是电路在最大占空比和最低输入电压的条件下，输出电压仍能达到设计需要的上限，考虑到电路中的压降，输出电压应留有余量； （2.8） kt电压比； Uinmin输入直流电压最小值，应选输入电压下限，注意考虑电压波纹； Dmax最大占空比； Uomax最高输出电压； 电路中的压降，应包含整流二极管压降和电路中的线路压降等。 铁心的选取 计算出电压比后，可根据以下公式选取合适的铁心： （2.9） 式中 Ae铁心磁路截面积；Aw铁心窗口面积；PT变压器的传输功率；Fs开关频率铁心在一个工作周期内磁感应强度的 变化范围（见图2-8）图2-8 充电电流与电压的关系 Dc变压器绕组导体的电流密度 kc绕组在铁心窗口中的填充系数根据以上公式计算出铁心应具备的截面积窗口面积后，可以在生产厂家提供的产品手册中查到合适的铁心，使其形状和尺寸满足要求。绕阻匝数 选定铁心后，便可以计算绕组匝数。由于电压比已知，可以首先计算一次或二次绕组匝数中任意一个，然后根据电压比推算另一个。通常计算二次匝数更加容易，计算公式为 （2.10）式中 N所计算的绕组的匝数；Sv这一绕组的最大伏-秒面积 （既图2-9和图2-10中阴影部分）图2-9 电路绕组电压.励磁电流和变压器工作时的磁化曲线图2-10 双端电路绕组电压.励磁电流和变压器工作时的磁化曲线其定义为 （2.11）铁心工作时的允许磁感应强度；Ae铁心磁路截面积。为了保证在任何条件下铁心不饱和，设计时应按最大伏-秒面积计算匝数。因为电路中电压的波形都是方波，所以最大伏-秒面积的计算可以简化为电压和脉冲宽度的乘积。通常计算二次侧最大伏-秒面积较为方便。 对于半桥、全桥、推挽等双端电路： （2.12） 因此，二次绕组匝数的设计公式简化为正激型电路： （2.13）半桥、全桥、推挽电路： （2.14）一次侧绕组匝数可由二次侧绕组和电压比推算出来。绕组导体截面积根据流过每个绕组的电流值和预先选定的电流密度，既可计算出绕组 导体截面积： （2.15）变压器设计的其他问题 包括变压器励磁电感和漏感的估算，以及绕组结构的设计。可以用变压器的等效电路来说明励磁电感和漏感，如图2-11图2-11 变压器的T型等效电路图中Lm1、Lm2为励磁电感；Lsi为一次侧绕组的漏感，Ls2为二次侧绕组的漏感，已经按电压比折算到一次侧。 （2.16）0真空磁导率；r铁心材料相对磁导率；Ae铁心截面积；N1一次绕组匝数；L铁心磁路长度。由于铁心材料的相对磁导率r很大，因此励磁电感通常也较大。如果铁心未夹紧，磁路中有间隙，则励磁电感会急剧下降，励磁电流成倍增加，导致变压器性能严重恶劣化。变压器的漏感来源于没有同时铰链一次绕组和二次绕组的漏磁通。因此它同一、二次绕组相偶合的紧密程度紧密相关。漏感对工作电路带来的影响主要是负面的，开关气件关断时很高的di/dt使漏感两端产生尖峰状电压，给开关器件造成过电压。虽然可以采用Rc吸收电路来降低过电压，但会造成较大的损耗。过大的漏感还会造成占空比的损失。因此变压器的设计应尽量减少漏感。减少漏感的方法主要是提高一二次绕组耦合的程度，如采用间隔绕组等。2.7输出滤波电路的设计输出滤波电路的作用是滤除二次侧整流电路输出的脉动直流中的交流分量，得到平滑的直流输出。在开关电源中通常采用一级LC滤波电路，当要求输出纹波很小时，采用二级LC滤波电路，如图2-12所示。滤波器的设计首先应进行电感的设计，然后再进行电容的设计。第三章 滤波电路和主电路的计算 3.1 滤波电感设计滤波电感首先应根据输出电压、输出电流和开关频率，并首先选定允许的输出电感电流纹波值，然后按公式计算电感值；正激型电路： （3.1）全桥、半桥、推挽型电路： （3.2） 式中L滤波电感的值；Uon 输入电压最高、占空比为0.5时的输出电压值，此时电感电流纹波最大；Fs开关频率； 允许的电感电流最大纹波波峰峰值；计算出电感值后，根据电感值和流过电感的电流，再计算以下各项。（1） 计算电感铁心 (3.3)式中 Ae铁心磁路截面积；Aw铁心窗口面积；L电感值Imax电感电流最大有效值max电感电流最大峰值；Bmax磁路磁通密度最大值；Dc电感绕组导体的电流密度；Kc绕组在铁心窗口的填充系数；（2） 计算绕组匝数 (3.4)（3） 计算气隙 (3.5)然后根据电感电流和预先选定的电流密度，可以计算出绕组截面积。3.2 滤波电容由于已知电感电流最大纹波系数，可以假设电感电流最大纹波有效值为/2，而滤波阻抗： (3.6)式中 Rces滤波电容等效串联电阻； Lces滤波电容等效串联电感； C滤波电容值； w电容的工作频率。 若根据预先选定的输出电压最大纹波有效值，则可按下式计算出滤波电容的阻抗； (3.7)然后根据电容手册选取合适的电容。 由于开关电源中的输出滤波器处理的功率很大，滤波电感的滤波容量应留有足够的容量，以免在输出大电流时饱和；滤波电容需采用高频电解电容，以提高滤波效果，减少发热；往往采用多个小电容并列，以降低等效串连电感和等效串联电阻。3.3 开关器件的设计1. 开关器件的设计原则 变压器和滤波电路设计完毕后，电路中各电压和电流参数已基本确定，就可以开始开关器件的设计了。开关器件的设计应遵循以下两个原则：（1）器件工作时的电压和电流都不应超出其安全工作区，IGBT，MOSFET以及各种二极管，都有相应的安全共工作区，这也是设计手册的重要内容。值得注意的是，开关器件在实际电路中所承受的电流和电压都是脉冲的，应此脉冲工作区是最有指导意义的。（2）工作时的节温不能超过最大节温 由于半导体较高的温度条件下会变成导体从而失去阻断电压的能力，因此器件工作中管芯的温度结温不能超过允许值。这一上限同管芯材料和工艺有关。对于采用目前普遍使用的硅材料制造的各种高频开关器件，如IGBT、MOSFET和GTR而言，其结温上限125125。器件工作中都会产生损耗，以热的形式通过器件的壳体散发到周围环境中，传热过程中结壳间就会形成温差。在实际设计中，应该计算出开关器件工作时的电压和电流峰值，并根据安全工作区（SOA）来初步选择器件的电压和电流容量，然后根据估算的器件发热功率、最高环境温度和热阻等参数来估算工作时的结温，并应留有裕量。2变压器二此侧整流二极管的设计 流过二极管的峰值电流为 (3.8)流过二极管的峰值电流为 (3.9)所选取的二极管允许的峰值电流应大于式（3.8）式中的，平均电流应大于（3.9）中的Idmax.根据二极管的平均电流可以估算其通态损耗： (3.10)式中Ud二极管在流过峰值电流时的通态压降。二极管的开关损耗可按下式计算： (3.11) 式中 Eon和Eoff每次开通和关断损耗的开关能量； fs电路的开关频率；根据二极管的损耗功率和器件的节温上限以及环境温度的上限可以计算出允许的散热热热阻的上限为 （3.12） 式中 Rthj-c 二极管的结壳热阻； R thc-a散热器的热阻； T Jm二极管允许的最高结温； T aM 技术要求中环境的上限。二极管的结壳热阻加散热器热阻不能够超过式（3.12）指出的上限，这是选取二极管及其散热器的依据。3. 开关管的设计流过开关管的峰值电流为 （3.13）流过开关管的最大平均电流为 （3.14）所选开关管的允许峰值电流应大于式（3.13）中的smax，平均电流应大于（3.14）中的smax根据开关管的平均电流，可以估算其通态损耗； （3.15）式中 Us开关管在流过峰值电流时的通态压降。 对于单集型器件，应采用其通态电阻和流过其电流有效值技术通态损耗。开关管的开关损耗可以按以下式估算： （3.16）式中 Eon和Eoff每次开通和关断耗散的开关能量；Fs电路的开关频率。根据开关管的损耗功率（即发热功率）和器件的结温上限以及环境温度的上限可以计算出允许的散热热阻的上限为 （3.17）式中 开关管的结壳热阻；散热器的电热阻；开关管允许的最高结温；技术要求中环境温度的上限。开关管的结壳热阻加热器热阻不能超过由式（3.17）指出的上限，是选取开关管及其散热器的依据。3.4主电路设计的具体计算技术要求：1） 输入电压：交流三相380V（110%），50H z。2） 输出电压：额定直流220V，调节范围为0300V。3） 输出电流：最大30A4） 输出纹波：纹波系数不大于0.5%。5） 工作温度:040主电路设计：（1）主电路的选型 该电源最大输出功率为30*300=9000属于功率较大的开关电源，因此应选取全桥型主电路；输出电压最高为300V，考虑到二极管的耐压，变压器二次侧应采用全桥整流电路。为了简化设计过程以便于理解，采用硬开关电路。1 变压器的设计 电压比kt电压比的计算按照式（3.18）。本文中，在输入电压为300V时，选取Uin min为整流后的直流电压减去电压波动量的一半，即440V。Dmax同控制电路有关，此处选为0.9。Uomax选为最高输出电压300V，U选2V。将以上数据代入式（3.19）可得 (3.18)2铁心的选取 首先按式（3.19）计算铁心，窗囗的面积，其中Pt取9000W，开关频率Fs取50KHZ，dc选取4A/mm2，即4*106A/mm2，窗口填充系数Kc选取0.5。将这些数据代入式（3.19），得 (3.19)按照铁氧体铁心生产厂家提供的手册，可以选择铁心型号为EE65，其铁心截面积为0.45*10-4m4，窗口面积为1.86*10-7铁心，窗口面积为4546可以满足要求。3绕组匝数 选定铁心后，便可以根据式（3.20）计算绕组匝数。 (3.20) 代入数据得N2=40一次绕组匝数可由二次绕组匝数和电压比推算得到，为454绕组导体截面 根据式（3.21）可得二次绕组的导体截面积 (3.21)代入数据得Ac2=7.5mm2根据电压比可以算出一次绕组导体的截面积： Ac1=8.2mm2（2）输出滹波电路的设计 首先进行电感的设计。1滤波电感的设计 首先按公式（3.2）计算电感值，其中输出电压Uom取300V，开关频率Ft为50HZ，允许的电感电流最大纹波峰峰值I取最大输出电流的20%，即2A，计算得L=0.25mh 计算出电感值后，根据电感值和流，按式（3.3）选定电感铁心，其中电感值L取0。25mH；电感电流最大有效值Imax取最大输出电流30A，电感电流最大峰值取最大输出电流加上电感电流最大纹波峰峰值的一半即11A；磁路磁通密度最大值Bmax 取0.3T；电感绕组导体的电流密度dc 取4A/mm;窗口面积为3.69*10-4，铁心，窗口面积积为1.32*10-7mm2，可以满足要求。再按公式（3.4）计算绕组匝数：=51按公式（3.5）计算气隙，其中为真空磁导率，注意到铁心由两半对合而成功之，气隙长度l应为2倍的铁心间距，因此铁心间距应取1.2mm. 然后根据热气电感电流和预先选定的电流密度，算出电感绕组的导体截面积。2 滤波电容的确定 由于已知电感电流最大纹波值，可以假设电感电流最大纹波值为180，而输出电压最大纹波有效值取为输出电压下限的0.5%，即0.9，可以按式（3.6）计算出滤波电容的阻抗：一种标称容量为470F，耐压为400V的电解电容器，其实测容值为416F，串联等效电阻为0.5串联等效电感受为0.5H。纹波电流频率为100KHZ，该电容的等效阻抗为0.6，故采用一个该型号电容即可。（3）开关器件的设计1 变压器二次侧整流一极管的设计 基承受的反向电压最大值为整 流电压最大值除以变压器电压比 取400V，考虑到二极管关断时会有过电压，并考虑到输入电压的浪涌等因素，因此选取二极管的耐压不低于600V。流过二极管的峰值电流按式（3.8）设计： 流过二极管的最大平均电流按式（3.9） 设计：所选取的二极管的允许的峰值电流应大于33A，平均电流应大于15A根据二极管的平均电流可以近按式（3.10）估算其通态损耗， 其中二极管通态压降根据有关产品手册取2V：二极管的开关损耗根据经验，按通态损耗的1.2倍估算，即按式（3.11），根据二极管的损耗功率（即发热功率）和器件的结温 上限可以计算出允许的散热热阻的上限，其中环境温度上限为40，结温上限取120： 二极管的结壳热阻加散热器热阻不能超过2.6K/W，这是选取二极管及其散热的依据。 根据快速恢复二极管生产厂家提供的手册，一种型号为DSEI3006A的二极管，其反向耐压为600V，正向电流为14A，结壳热阻为2K/W，其管壳与散热器的接触热阻典型值为0.5K/W，这样，散热台面到环境的热阻就不能大于0.1K/W，这意味着要用较大的散热器并需要强制风冷，不大合理。因此，选择另一种电流容量更大的DSEI3006A型，二极管，其反向耐压为600V，正向电流为37A，结壳热阻为1K/W，管壳与散热器的接触热阻典型值为0.25K/W，散热器台面到环境的热阻取1。35/W，这一数值较为合理。2开关管的设计 开关管选取电力MOSFET，其断态耐压为整流电压的峰值，即590V，考虑到关断时的过电压以及输入电压的浪涌，开关管的耐压取800V以上。流过开关管的峰值电流按式（3.13）计算流过开关管的最大平均电流按式（3.14）计算：所选开关管的允许峰值电流应大于式（3.13）中的，平均电流应大于式（3.14）中的电力MOSFET的通态损耗应按其电流有效值计算，考虑到计算的简单，可以用开关电流峰值的来估算，即开关管的电流有效值为，则开关管的通态损耗为式中 开关管电流有效值，为505A；开关管通态电阻，根据手册选取0.6开关管的开关损耗可以按通态损耗的11.5倍估算：根据式（3.17）可以计算出允许的散热热阻的上限，其中器件的结温 最大值 Tm取120环境温度上限TaM为40在电力IGBT生产厂家提供的手册中，想到 型号为TYN-1016的器件， 其耐压为800V，电流为15A，通态电阻为1.0，结壳热阻为0.7/W,其可乘之机壳与散热器的接触热阻为1.25K/W.至此主电路参数设计完毕设计结果如图3-1所示。图3.1 所计算的主电路3.5 驱动电路的设计驱动电路是控制电路与主电路的接口，同开关电源的可靠性、效率等性能密切相关。驱动电路需要有很多的快速性，能提供一定的驱动功率，并具有较高的抗干扰和隔离噪声能力。驱动信号施加在开关器件的栅极发射极（IGBT）或栅极源极（MOSFET）间，在很多电路拓扑结构，如半桥、全桥、双正激型电路中，不同开关器件的发射极（或源极）间的电位差很大，而且在高速变化，因此驱动电路还要具备隔离功能。目前常用的驱动电路可以分为以下三种。变压器隔离驱动电路（见图3-2）图3-2 变压器隔离驱动电路该电路结构简单、成本低，隔离电压能达到很高，传输延时很小，而且无需附加电源，适合于较高频率（50kHz10MHz）电路的驱动。由于变压器只能传输交流信号，信号的正负伏秒面积必须相等，因此当占空比改变时，驱动信号的正负脉冲幅值也 相应变化。而IGBT和MOSFET的驱动信号正负脉冲幅值必须在1018V范围内，负脉冲幅值也不能超过20V，因此当占空比超过50时，采用变压器隔离驱动就不合适了。高压集成电路驱动是一种专用的高压集成电路(HVIC)，它采用高速光藕合器作为隔离传输信号的元件，隔离后的驱动电源采用“电荷泵”的方式，从主电路中取得，不再需要附加电源。这类集成电路的工作频率可达500kHz1MHz,传输延时也很小。但是由于HVIC技术的局限，目前只能用于500V以下的小容量器件的驱动，而且成本较高，外围电路复杂，可靠性也存在一定的问题。具有代表性的产品是IR公司的IR2000系列。厚膜集成驱动电路模块 是一类最适合于大容量开关电源的驱动电路。这类模块通常是以陶瓷为基板，由贴装元件构成的混合集成电路。电路中采用光耦元件隔离传输信号，可以达到很高的隔离电压。隔离后电路的电源由外部供给，通常需要正负两组电源，以实现正负电平驱动。由于驱动信号的正负两组电平不随占空比变化，因此占空比也可以在0100范围内任意变化，工作稳定可靠。图3-3为厚膜集成驱动电路模块的基本原理。图3-3 厚膜集成驱动电路模块的基本原理更为可贵的是，这类驱动电路本身都含有基于检测器件通态压降原理的过电流保护电路，可实现有效就地保护，这对于价格昂贵而且容易损坏的大容量开关器件的使用是非常必要的。但是这类电路也有一些缺点，如需要提供多组隔离的电源，电路复杂，成本高，光耦合器传输延时大，适用开关频率低（40KHZ）等。这类电路的代表产品有：日本三菱研发的M57959、M57962系列，日本富士公司生产的EXB840、EXB850系列等。图3-4 M57962L型IGBT驱动器的接线图第四章 控制电路的设计及保护电路的实现在DC/DC变换电路，可以控制直流输出电压的平均大小，使其与输入电压和输出负载相适应。在开关式DC/DC变换器电路中，输入电压是固定不变的，利用控制开关的开通时间和关断时间（Ton和Toff）来控制输出电压的平均值。控制输出电压的方法有多种，其中最常用的方法是脉宽调制法（PWM）或称定频调宽法。PWM型DC/DC开关变换器具有控制简单，稳态直流增益与负载无关等优点。它的缺点是开关损耗随频率的提高而增加，故限制了开关频率的进一步提高。 由于本系统的负载是铅酸蓄电池，所以在设计控制电路时，应根据铅酸蓄电池的充电特性以及用户对系统的要求来确定控制方案。用户对系统的要求如下所述。 在充电过程中，所需充电电流的大小是随充电时间的长短而有所变化的，开始时充电电流需要大一些，随充电过程的进行所需要电流应逐步减小。若一直以大电流充电，当电压达到给定值后立即停止充电，由于电池内部电解液的扩散作用的延时，电池电压会不稳定，而使电压有所下降，即电池没有充满。但如果此时仍以大电流继续充电，则电池会受损，解决的办法是当端电压接近给定值时，用小电流继续充一端时间到给定值，这样就能保证电池充满。4.1 控制方案的确定控制电路是为主电路功率开关管提供激励信号的电路，也是功率开关管正常工作不可缺少的输入信号电路。根据系统的设计要求，控制电路必须具备以下功能：a.控制电路应具备能根据主电路的要求输出脉宽一定、相差可调的矩形驱动信号。b.控制电路要有足够的电路增益，能将电路输出电流的微小变化转化为相位控制信号，从而自动调整输出电流。c.控制电路要提供开关互锁功能。d.控制电路要提供各种故障情况的保护措施。e.控制电路还应实现系统的软启动，避免开机冲击现象。根据蓄电池充电特性及用户对该项目的要求，决定采用多级恒 流充电的方案，充电电流与电压的关系曲线如图4-1所示。图4-1 充电电流与电压的波形图充电开始，以30A的大电流进行充电，当电池端电压达到U1时，改为以半电流15A继续充电至U2，此时，蓄电池已基本充满，最后，再以36A的小电流充电至U3，则认为蓄电池已完全充满，充电过程结束。为实现多级恒流控制，系统采用电流闭环调节系统，其中，电流调节器采用PI调节器，使系统稳态时无静差。系统控制部分的结构图如图4-2所示。图4-2 控制部分的结构框图 与反馈信号IF相减形成误差信号I，再通过比例积分器使PWM信号发生器产生相应的开关 参考电压UR与反馈电压UF通过判别器的比较，产生电流值的给定信号I*G。I*G信号，功率控制回路调整输出电压的大小，使负载电流为一恒定值。为保证系统正常工作，使系统能在异常或故障情况下停止功率电路的工作，避免元件或负载损坏，系统中设置有保护电路。下面对控制系统各部分的设计加以说明。4.2 PWM信号的产生PWM信号的产生是开关信号产生的基础，系统采用了PWM集成控制电路TL494，其引脚功能及内部电路原理框图如图4-3及图4-4所示。图4-3 TL494引脚图图4-4 TL494原理图 系统中，TL494的连接如图4-5所示。图4-5 TL494接线图现对其接线作以下几点说明。5脚、6脚分别接电阻RT、电容CT，以组成震荡电路，产生一定频率的锯齿波，震荡频率为f=1.2/RT*CT系统的开关频率为25kHz,考虑到后面开关信号通路上经过二分频，故TL494内部震荡频率为50kHz。故取Cr=0.0