2022年毕业设通用开关电源的设计方案与制作

专业：电子信息工程姓名：题目：小功率通用开关电源的设计与制作日期：年 月日目录摘要 1 第一章开关电源的基本概念与发展2 精选学习资料 -名师归纳总结-第 1 页，共 29 页2/29 1.1 开关电源的基本概念2 1.2 开关电源的发展2 第二章开关电源的原理介绍与选择3 2.1 开关电源的基本工作原理3 2.1.1 开关稳压电源的电路原理框图3 2.1.2 调宽式开关稳压电源的基本原理3 2.1.3 单片开关电源的两种工作模式4 2.2 开关电源的种类选择4 2.3 反馈电路的基本类型与选择8 2.4 单片开关电源的典型应用电路分析10 第三章 小功率通用开关稳压电源的研制11 3.1 性能特点及技术指标11 3.2 开关电源电路中关键元器件的选择与设计11 3.2.1 TOP246Y 型 6 端单片开关电源 12 3.2.2 线性光耦合器 PC81712 3.2.3 可调式精密并联稳压器TL43113 3.3 开关电源的电路设计15 3.3.1 开关电源电路的工作原理15 3.3.2 输入整流滤波电路的设计17 3.3.3 基于 TOP246Y 的开关电源设计18 3.3.4 高频变压器的设计和绕制方法19 3.3.5 输出整流滤波电路的设计22 3.3.6 稳压反馈电路设计22 3.4 单片开关电源印制板的设计23 3.5 小结 23 小结并致谢 25 参考文献 26 精选学习资料 -名师归纳总结-第 2 页，共 29 页摘 要本论文围绕当前流行的单片开关电源芯片进行的小功率通用开关稳压电源的设计与制作。该开关电源共选用3 片主要的集成电路 TOP246Y 型 6端单片开关电源、线性光耦合器PC817A及可调式精密并联稳压器TL431。利用 TOP246Y 型 6 端单片开关电源的PWM 技术控制开关的占空比来调整输出电压的，以达到稳定输出的目的。设计主要完成的内容有：1）根据设计需要选择开关电源电路；2）设计输入整流滤波电路，并确定相关器件参数；3）基于 TOP246Y 对开关电源的控制核心部分进行设计；4）设计高频变压器，计算确定变压器的变比与绕线匝数；5）设计输出整流滤波电路，并确定相关器件参数；6）设计电压反馈电路。本论文对开关电源的滤波、整流、反馈电路等分别作了细致的研究工作，通过反复实验和计算取得了高频变压器设计的宝贵经验，掌握了开关电源设计的核心技术，并对此进行了较为详尽的阐述。关键词：单片开关电源；PWM；占空比；高频变压器精选学习资料 -名师归纳总结-第 3 页，共 29 页第一章开关电源的基本概念与发展1.1 开关电源的基本概念电源是将各种能源转换成为用电设备所需电能的装置，是所有靠电能工作的装置的动力源泉。直流开关电源是一种由占空比控制的开关电路构成的电能变换装置，用于交流直流或直流直流电能变换，通常称其为开关电源Switched Mode Power Supply-SMPS）其功率从零点几瓦到数十千瓦，广泛用于生活、生产、科研、军事等各个领域。彩色电视机、VCD播放机等家用电器、医用X 光机、CT 机，各种计算机设备，工业用的电解、电镀、充电、焊接、激光等装置，以及飞机、卫星、导弹、舰船中，都大量采用了开关电源。开关电源的核心为电力电子开关电路，根据负载对电源提出的输出稳压或稳流特性的要求，利用反馈控制电路，采用占空比控制方法，对开关电路进行控制。开关电源的这一技术特点使其同其他形式的电源，如采用调整管的线性电源和采用晶闸管的相控电源相比具有体积小、重量轻和效率高两个明显的优点。1.2 开关电源的发展随着电子技术的高速发展，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备发展的要求。20 世纪 50 年代，美国宇航局以小型化、重量轻为目标，为搭载火箭开发了开关电源。在近半个多世纪的发展过程中，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。20 世纪 80 年代，计算机全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代。20 世纪 90 年代，开关电源在电子、电器设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展期。并且自开关稳压电源问世后，在很多领域逐步取代了线性稳压电源和晶闸管相控电源。早期出现的是串联型开关电源，其主电路拓扑与线性电源相仿，但功率晶体管工作于开关状态。随着脉宽调制更需要小型化、轻量化的电源。因此，对开关电源提出了小型轻量要求，包括磁性元件和电容的体积重量也要小。此外，还要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。这一切高新要求便促进了开关电源的不断发展和进步。1）小型化、薄型化、轻量化、高频化2）高可靠性3）低噪声4）采用计算机辅助设计和控制是开关电源的技术追求和发展趋势。精选学习资料 -名师归纳总结-第 5 页，共 29 页3/29 第二章开关电源的原理介绍与选择2.1 开关电源的基本工作原理2.1.1 开关稳压电源的电路原理框图开关稳压电源的电路原理框图如图2.1.1 所示。图 2.1.1 开关电源电路框图交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压通过功率转换电路进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。反馈控制电路为脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前己集成化，制成了各种开关电源专用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。2.1.2 调宽式开关稳压电源的基本原理开关稳压电源按控制方式分为调宽式和调频式两种。在目前开发和使用的开关电源电路中，绝大多数为脉宽调制型,即为 PWM 技术。PWM 技术，全称脉冲宽度调制 Pulse width Modulation,PWM）技术，是通过对一系列脉冲的宽度进行调制来等效地获得所需波形 计算：Uo=UM*T1/T 公式(2.1 式中 Um 矩形脉冲最大电压值；T矩形脉冲周期；T1矩形脉冲宽度。当 Um与 T 不变时，直流平均电压Uo 将与脉冲宽度 T1 成正比。这样，只要设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可达到稳定电压的目的。图2.1.2脉宽调制式开关电源控制原理图2.1.3 单片开关电源的两种工作模式单片开关电源有两种工作模式，一种是连续模式CUM(Continuous Mode，另一种是非连续模式DUM(Discontinuous Mode。这两种模式的开关电流波形分别如图2.1.3(a，(b所示。(a 连续模式；(b 非连续模式图 2.1.3 两种模式的开关电流波由图可见，在连续模式下，初级开关电流是从一定幅度开始增大的，上升到峰值再迅速回零。其开关电流波形成梯形。这表明，因为在连续模式下，储存在高频变压器中的能量在每个开关周期内并未全部释放掉，所以下一开管周期具有一个初始能量。采用连续模式可减小初级峰值电流IP 和有效值电流IRMS，降低芯片的功耗。但连续模式要求增大初级电感量LF，这会导致高频变压器的体积增大。综上所述，连续模式适用于选输出功率较小的和尺寸较大的高频变压器。非连续模式的开关电流则是从零开始上升到峰值，再降至零的。这意味着储存在高频变压器中的能量必须在每形个开关周期内完全释放掉，其开关电流波形呈三角形。非连续模式下的IP，IRMS 值较大，但所需要的IP 较小。因此，它适合采用输出功率较大的，配尺寸较小的高频变压器。精选学习资料 -名师归纳总结-第 7 页，共 29 页5/29 2.2 开关电源的种类选择开关型稳压电源的种类很多，分类方法也有多种。从推动功率管的方式来分可分为自激式和它激式，在自激式开关电源中由开关管和高频变压器构成正反馈环路来完成自激振荡。它激式开关稳压电源必须附加一个振荡器，振荡器产生的开关脉冲加在开关管上，控制开关管的导通和截至。按开关管的个数及连接方式可分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式等，单端式开关电源仅用一个开关管，推挽式和半桥式采用两个开关管，全桥式则采用四个开关管。按开关管的连接方式，开关电源分为串联型与并联型开关电源，串联型开关电源的开关管是串联在输入电压与输出负载之间的，属于降压式稳压电路。而并联型开关电源的开关管是并联在开关电源之间的，属于升压式电路。1.单端反激式开关电源单端反激式开关电源的典型电路如图2.2.1所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指当开关管VT1 导通时，高频变压器T 初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1 处于截止状态，副边上没有电流通过，能量储存在高频变压器的初级绕组中。当开关管 VT1截止时，变压器 T 副边上的电压极性颠倒，使初级绕组中存储的能量通过VD1整流和电容 C滤波后向负载输出。单端反激式开关电源电路简单、所用元件少，输出与输入间有电气隔离，能方便的实现单路或多路输出，开关管驱动简单，可通过改变高频变压器的原、副边绕组匝比使占空比保持在最佳范围内，且有较好的电压调整率。其输出功率为20100W。它也有其一定的缺点，如开关管截止期间所受反向电压较高，导通期间流过开关管的峰值电流较大。但这可以通过选用高耐压、大电流的高速功率器件，在输入和输出端加滤波电路等措施加以解决。单端反激式开关电源使用的开关管VT1承受的最大反向电压是电路工作电压值的两倍，工作频率在20200kHz之间。图 2.2.1 单端反激式开关电源2.单端正激式开关电源单端正激式开关电源的典型电路如图2.2.2所示。这种电路在形式上与单端反激式电路相似，但工作情形不同。当开关管VT1 导通时,VD2 也导通，这时电网向负载传送能量，滤波电感L 储存能量：当开关管VT1 截止时，电感 L通过续流二极管VD3继续向负载释放能量。在电路中还设有钳位线圈与二极管VD1，它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。为满足磁芯复位条件，即磁通建立和复位时问应相等，所以电路中脉冲的占空比不能大于50%。精选学习资料 -名师归纳总结-第 8 页，共 29 页6/29 由于这种电路在开关管VT1导通时，通过变压器向负载传送能量，所以输出功率范围大，可输出50200W的功率。电路使用的变压器结构复杂，体积也较大，因此这种电路的实际应用较少。图 2.2.2 单端正激式开关电源3.自激式开关稳压电源自激式开关稳压电源的典型电路如图2.2.3所示。当接入电源后在R1给开关管 VT1提供启动电流，使VT1开始导通，其集电极电流Ic 在 L1 中线性增长，在L2 中感应出使VT1 基极为正，发射极为负的正反馈电压，使VT1很快饱和。与此同时，感应电压给C1充电，随着 C1充电电压的增高，VT1基极电位逐渐变低，致使VT1退出饱和区，Ic 开始减小，在L2 中感应出使 VT1基极为负、发射极为正的电压，使VT1迅速截止，这时二极管VD1导通，高频变压器T 初级绕组中的储能释放给负载。在VT1 截止时，L2 中没有感应电压，直流供电输人电压又经R1给 C1反向充电，逐渐提高VT1基极电位，使其重新导通，再次翻转达到饱和状态，电路就这样重复振荡下去。这里就像单端反激式开关电源那样，由变压器T 的次级绕组向负载输出所需要的电压。自激式开关电源中的开关管起着开关及振荡的双重作用，也省去了控制电路。电路中由于负载位于变压器的次级且工作在反激状态，具有输入和输出相互隔离的优点。这种电路不仅适用于大功率电源，亦适用于小功率电源。图 2.2.3 自激式开关电源4.推挽式开关电源推挽式开关电源的典型电路如图2.2.4所示。它属于双端式变换电路，高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。电路使用两个开关管VT1 和精选学习资料 -名师归纳总结-第 9 页，共 29 页7/29 VT2，两个开关管在外激励方波信号的控制下交替的导通与截止，在变压器T 次级绕组得到方波电压，经整流滤波变为所需要的直流电压。这种电路的优点是两个开关管容易驱动，主要缺点是开关管的耐压要达到两倍电路峰值电压。电路的输出功率较大，一般在100500W 范围内。图 2.2.4 推挽式开关电源5.降压式开关电源降压式开关电源的典型电路如图2.2.5所示。当开关管VT1导通时，二极管 VD1截止，输入的整流电压经VT1和 L 向 C充电，这一电流使电感L 中的储能增加。当开关管VT1截止时，电感 L 感应出左负右正的电压，经负载RL 和续流二极管VD1释放电感 L 中存储的能量，维持输出直流电压不变。电路输出直流电压的高低由加在VT1基极上的脉冲宽度确定。图 2.2.5 降压式开关电源6.升压式开关电源升压式开关电源的稳压电路如图2.2.6所示。当开关管VT1导通时，电感 L 储存能量。当开关管VT1截止时，电感 L 感应出左负右正的电压，该电压叠加在输人电压上，经二极管VD1 向负载供电，使输出电压大于输人电压，形成升压式开关电源。图 2.2.6 升压式开关电源精选学习资料 -名师归纳总结-第 10 页，共 29 页8/29 7.反转式开关电源反转式开关电源的典型电路如图2.2.7所示。这种电路又称为升降压式开关电源。无论开关管VT1之前的脉动直流电压高于或低于输出端的稳定电压，电路均能正常工作。当开关管VT1 导通时，电感L 储存能量，二极管VD1截止，负载 RL 靠电容 C上次的充电电荷供电。当开关管VT1截止时，电感 L 中的电流继续流通，并感应出上负下正的电压，经二极管VD1向负载供电，同时给电容C充电。降压式、升压式、反转式开关电源的高压输出电路与副边输出电路之间没有绝缘隔离，统称为斩波型直流变换器。图 2.2.7 反转式开关电源一般来说，功率很小的电源 基本反馈电路；(b 改进型基本反馈电路；(c 配 TL431的光耦反馈电路；(d 配稳压管的光耦反馈电路图 2.3 反馈电路的 4 种基本类型(a 基本反馈电路，其优点是电路简单、成本低廉、适于制作小型化、经济型开关电源；其缺点是稳压性能较差，电压调整率SU=1.5%2%；负载调整率 SI=-4%+4%。(b 改进型基本反馈电路，只需增加一支稳压管VDZ和电阻 R1，即可使负载调整率达到-2%+2%。VDZ的稳定电压一般为22V，需相应增加反馈绕组的匝数，以获得较高的反馈电压UFB，满足电路的需要。(c 配 TL431 的光耦反馈电路，其电路较复杂，但稳压性能最佳。这里用 TL431型可调式精密并联稳压器来代替稳压管，构成外部误差放大器，进而对 Uo作精细调整。这种反馈电路适于构成精密开关电源。(d 配稳压管的光耦反馈电路，由VDZ提供参考电压 UZ，当 Uo发生波动时，在 LED上可获得误差电压。因此，该电路相当于给增加一个外部误差放大器，再与内部误差放大器配合使用，即可对Uo进行调整。由于本设计旨在针对精密开关稳压电源进行的设计与制作，所以选择配TL431的光耦反馈电路。精选学习资料 -名师归纳总结-第 12 页，共 29 页10/29 2.4 单片开关电源的典型应用电路分析系列单片开关电源的典型应用电路如图2.4 所示。由于单端反激式开关电源电路简单、所用元件少，输出与输入间有电气隔离，能方便的实现多路输出，开关管驱动简单，因此该电源采用单端反激式电路。图 2.4 单片开关电源的典型应用电路由图可见，高频变压器初级绕组NP的极性与次级绕组NS、反馈绕组 NF的极性相反。在导通时，次级整流管VD2截止，此时电能以磁能量形式存储在初级绕组中；当截止时，VD2导通，能量传输给次级。高频变压器在电路中兼有能量存储、隔离输出和电压变换这三大功能。图中，BR 为整流桥，CIN为输入端滤波电容，COUT 是输出端滤波电容。交流电压UAC经过整流滤波后得到直流高压，经初级绕组加至的漏极上。在功率MOSFET 关断瞬间，高频变压器漏感会产生尖峰电压，另外在初级绕组上还会产生感应电压(即反向电动势 UOR，两者叠加在直流输入电压巧上，加至内部功率开关管MOSFET 的漏极上，因此必须在漏极增加钳位保护电路。钳位电路由瞬态电压抑制器或稳压管VDZ1和阻塞二极管VD1组成，VD1宜采用超快恢复二极管。当 MOSFET 导通时，变压器的初级极性上端为正，下端为负，从而导致VD1 截止，因而钳位电路不起作用。在MOSFET 截止瞬间，初级极性则变为上负下正，此时尖峰电压就被VDZ1吸收掉。该电源的稳压原理简述如下：反馈绕组电压经过VD3，CF整流滤波后获得反馈电压 UFA，经光耦合器中的光敏三极管给的控制端提供偏压。CT是控制端 C的旁路电容。输出电压Uo通过电阻分压器R1、R2分压并获得取样电压，与 TL431 中的 2.5V 基准电压进行比较后输出误差电压，然后通过光耦去改变 TOP246Y 的控制端电流，的输出占空比D与 IC 成反比，故 D减小，这就迫使Uo 降低，达到稳压目的。反之，Uo 减小，导致UF 减小，Ic减小，进而 D 减小，最终使Uo 减小，同样起到稳压作用。由此可见，反馈电路正是通过调节的占空比，使输出电压趋于稳定的。精选学习资料 -名师归纳总结-第 13 页，共 29 页11/29 第三章小功率通用开关稳压电源的研制3.1 性能特点及技术指标小功率通用开关稳压电源具有输出纹波电压低、效率高、体积小和重量轻等优点。采用了较新的电路结构，采取一系列措施来降低输出纹波，能在输出过压、过流、过热和电路工作异常时进行保护。具有一定创新性和先进性。线性稳压电源的输出电压稳定度很高，纹波电压很小，其缺点是电源效率低，需使用笨重的工频变压器。而单片开关电源的效率很高，体积小，能省去工频变压器，输出直流电压的纹波含量比同功率线性电源大，可与其他相应的稳压器构成理想的高效、精密稳压电源。-GX 适合制作低成本、高效率、小尺寸、全密封式开关电源模块或电源适配器 adapter）。本设计的交流输入电压范围是85V265V，这属于全世界通用的电压范围，该电源能同时实现输入欠压保护、过压保护、从外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。因此，该开关稳压电源的设计主要采用 TOP246Y 型 6 端弹片开关电源、线性光耦合器PC817与可调式精密并联稳压器 TL431等集成芯片进行设计。该开关电源的基本技术指标为：1）交流输入电压 UACI：220V85V 265V）；2）电网频率：50Hz；3）开关电源 f：132kHz；4）输出直流电压 Uo：9V、12V；5）输出额定电流 Io：3A、2.4A；6）额定输出功率 Po：60W；7）负载调整率 SI：-4%+4%；8）电源效率H：高于84%当交流电压UACI=85V时，满载效率可达85%；当 UACI=230V 时，电源效率高达90%）；9）空载功率损耗：低于0.52WUACI=230V 时）；10）输出纹波电压：不高于120mV 峰峰值）。3.2 开关电源电路中关键元器件的选择与设计随着 PMW 技术的不断发展和完善，开关电源得到了广泛的应用，以往开关电源的设计通常采用控制电路与功率管相分离的拓扑结构，但这种方案存在成本高、系统可靠性低等问题。美国功率集成公司POWER Integration Inc开发的 TOP Switch 系列新型智能高频开关电源集成芯片解决了这些问题，该系列芯片将自启动电路、功率开关管、PMW 控制电路及保护电路等集成在一起，从而提高了电源的效率，简化了开关电源的设计和新产品的开发，使开关电源发展到一个新的时代。本次设计就是针对TOP Switch 的第三代产品 TOP246Y 型 6 端单片开关电源，并根据设计条件选择线性光耦合器PC817和可调式精密并联稳压器TL431来设计单端反激式开关电源。精选学习资料 -名师归纳总结-第 14 页，共 29 页12/29 3.2.1 TOP246Y型6端单片开关电源3.2.1.1 TOP246Y 的管脚功能TOP246Y 采用 TO-220-7C 封装形式，其外形如图3.2.1.1所示。它有六个管脚，依次为控制端C、线路检测端 L、极限电源设定端X、源极 S、开关频率选择端 F和漏极 D。各管脚的具体功能如下：图 3.2.1.1 TOP246Y 外形及管脚图控制端 C：误差放大电路和反馈电流的输入端。在正常工作时，利用控制电流 Ic 的大小可调节占空比，并可由内部并联调整器提供内部偏流。系统关闭时，利用该端可激发输入电流，同时该端也是旁路、自动重启和补偿电容的连接点。线路检测端L：输入电压的欠压与过压检测端，同时具有远程遥控功能。TOP246Y 的欠压电流 Iuv 为 50A，过压电流 Iav 为 225A。若 L 端与输入端接入的电阻R1 为 1M，则欠压保护值为50VDC，过压保护值为225VDC。极限电流设定端X：外部电流设定调整端。若在X 端与源极之间接入不同的电阻，则开关电流可限定在不同的数值，随着接入电阻阻值的增大，开关允许流过的电流将变小。源极 S：连接内部 MOSFET 的源极，是初级电路的公共点和电源回流基准点。开关频率选择端F：当 F 端接到源极时，其开关频率为132kHz，而当 F端接到控制端时，其开关频率变为原频率的一半，即66kHz。漏极 D：连接内部 MOSFET 的漏极，在启动时可通过内部高压开关电流提供内部偏置电流。3.2.1.2 TOP246Y 的内部结构该开关电源脉宽调制器路主要由控制电压源、带隙基准电压源、振荡器、并联调整器误差放大器PWM）、门驱动级和输出级、过流保护电路、过热保护电路、关断自动重起动电路及高压电流源等部分组成。3.2.2 线性光耦合器 PC817 光电耦合器是以光为媒介来传播电信号的器件。通常是把发光器发光二极管 LED）和受光器 光敏晶体管）封装在同一管壳内如图3.2.2.1。当输入端加电信号时，发光器发出光线，照射在受光器上，受光器接受光线后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了“电-光-电”的转换。精选学习资料 -名师归纳总结-第 15 页，共 29 页13/29 图 3.2.2.1 PC817内部框图普通光电耦合器只能传输数字信号开关信号），不适合传输模拟信号。线性光电耦合器是一种新型的光电隔离器件，能够传输连续变化的模拟电压或电流信号，这样随着输入信号的强弱变化会产生相应的光信号，从而使光敏晶体管的导通程度也不同，输出的电压或电流也随之不同。图 3.2.2.2 PC817集电极电压 Vce与发光二极管正向电流If关系PC817 光电耦合器不但可以起到反馈作用还可以起到隔离作用。图3.2.2.2 PC817集电极电压 Vce与发光二极管正向电流If关系。3.2.3 可调式精密并联稳压器TL431 本设计的基准电压和反馈电路采用常用的三端稳压器TL431 来完成，其特性功能如图3.2.3.1所示。在反馈电路的应用中运用采样电压通过TL431限压，再通过光电耦合器PC817把电压反馈到TOP249Y 的控制端 C 端。由于 TL431 具有体积小、基准电压精密可调，输出电流大等优点，所以用TL431 可以制作多种稳压器。其性能是输出电压连续可调达36V，工作电流范围宽达0.1 100mA，动态电阻典型值为0.22，输出杂波低。其最大输入电压为 37V，最大工作电流为150mA，内基准电压为2.5V，输出电压范围为 2.5 30V。精选学习资料 -名师归纳总结-第 16 页，共 29 页14/29 图 3.2.3.1三端稳压器 TL431的特性功能TL431 是由美国德州仪器 Uref，比较器输出高电平，使VT导通，Uo开始下降。反之，Uo 下降会导致UREF下降，从而UREFUref，使比较器再次翻转，输出变成低电平，VT 截止 Uo 上升。这样的循环下去，从动态平衡的角度来看，就迫使 Uo趋于稳定，从而达到了稳定的目的，并且UREF=Uref。在本设计中就是利用TL431 和光耦构成反馈电路，其工作原理就是当输出电压发生波动时，经分压电阻得到的取样电压就与TL431 中的 2.5V 基准电压进行比较，在阴极上形成误差电压，使LED的工作电流发生变化，再通过光耦去改变 TOP246Y 控制 C端电流的大小，调节TOP246Y 的输出占空比，从而达到稳压的目的。3.3 开关电源的电路设计本设计的交流输入电压范围是85V265V，这属于全世界通用的电压范围，该电源能同时实现输入欠压保护、过压保护、从外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。因此，该开关稳压电源的设计主要采用TOP246Y 型 6端单片开关电源、线性光耦合器PC817与可调式精密并联稳压器TL431等集成芯片进行设计。该开关电源的基本技术指标为：固定交流输入电压UACI：220V85V 265V）；电网频率：50Hz；输出：12V/3A,9V/2.4A,额定输出功率 Po：60W；负载调整率SI：4%；电源效率 H：高于 84%；空载功率损耗：低于0.52WU=230V时）；输出纹波电压：不高于120mV 峰峰值）。3.3.1 开关电源电路的工作原理电路主要包括输入整流滤波、TOP246Y脉宽调制、高频变压器、电压反馈整流滤波、输出整流滤波等几部分，其电路原理图如图3.3.1 所示。该电源共使用3 片集成电路：TOP246Y 型 6 端单片开关电源 IC1）；线性光耦合器 PC817AIC2）；可调式精密并联稳压器TL431。这就允许在电源起动过程中或输出负载不稳定但未出现饱和的情况下，采用较小尺寸的高频变压器。当输入直流电压过压时。R13还能自动降低最大占空比Dmax，对最大负载功率加以限制。R13为欠压或过压检测电阻，并能给线路提供电压前馈，以减少开关频率的波动。取 R5=2M 时，仅当直流输入UI 电压达到 100V 时，电源才能起动。GX的欠压电流 IUV=50A，过压电流 IOV=225 A。有公式UUV=IUV R5 公式(3.1 UOV=IOV R5 公式(3.2 将 R5=2M 分 别 代 入 式 1）和 式 2）中 得 到，UUV=100VDC），UOV=450VDC）。过压时最大占空比Dmax随流入 X 端的电流 IX 的增大而减小，当 IX 从 90A 增加到 190A 时，最大占空比Dmax就从 78对应于精选学习资料 -名师归纳总结-第 18 页，共 29 页16/29 UUV=100V）线性地降低到47对应于 375V）。在掉电后，欠压检测能在C1 放电时减少输出干扰，只要出现输出调节失效或者输入电压低于40V 的情况，都会使-GX关闭。当开关电源受到450V以上的冲击电压时，R11同样可使 TOP249 关断，避免元器件受到损坏。图 3.3.1 高效率 60W通用开关电源电路原理精选学习资料 -名师归纳总结-第 19 页，共 29 页17/29 由 VDZ1和 D9 构成的漏极钳位电路，能吸收在MOSFET 关断时由高频变压器初级漏感产生的尖峰电压，保护MOSFET 不受损坏。VDZ1采用钳位电压为 200V的 P6KE200A 型瞬态电压抑制器。将电容C1电阻 R1、R2和 VDZ1并联后，能减少钳位损耗。选择全频工作方式时，开关频率设定为132kHz。为了减小次级绕组和输出整流管的损耗，现将两路次级绕组都分成两路，每路单独使用两只共阴极肖特基对管D1、D2、D3、D4）并联工作，输出滤波电路由C4、C5、C6、L1、C10、C11、C12、L2、C13、C14 构成。空载时，TOP246Y能自动降低开关频率，使得在交流230V 输入时电源损耗仅为520mW。TOP246Y具有频率抖动特性，这对降低电磁干扰很有帮助。只要合理地选择安全电容C20和 EMI 滤波器 L3、C21、C22）的元件值，就能使开关电源产生的电磁辐射符合CISPR22FCCB）/EN55022B国际标准。将 C20的一端接 UI 的正极，能把TOP246Y的共模干扰减至最小。需要指出，C20 和C21、C22 都称作安全电容，区别只是C20 接在高压与地之间，能滤除初、次级耦合电容产生的共模干扰，在IEC950 国际标准中称之为“Y电容”。C21、C22 则接在交流电源进线端，专门滤除电网线之间的差模干扰，被称作“X 电容”。精密光耦反馈电路由PC817、TL431 等组成。输出电压UO通过电阻分压器 R7、R8、R12获得取样电压，与TL431中的 2.50V 基准电压进行比较后产生误差电压，再经过光耦去改变TOP246Y的控制端电流IC，使占空比发生变化，进而调节UO保持不变。反馈绕组的输出电压经D10、C17 整流滤波后，给光耦中的接收管提供偏压。3.3.2 输入整流滤波电路的设计在输入端先通过EMI滤波器 由 L3、C11、C12构成）来防止电磁干扰，其内部结构如图 3.3.2 所示。它能有效地抑制电网噪声，提高电源的抗干扰能力及系统和可靠性。图 3.3.2 EMI滤波器内部结构参考与本设计类似相关的实验数据资料，本电源就采用AlAP-IA型的EMI 滤波器，并合理选择了EMI 滤波器 L3、C11、C12）的参数值：取L3=20mH、C11=0.1F、C12=0.1F。为更好抑制EMI，滤波器可采用如图3.9 所示电路，其中L1、L2、C1 可除去差模干扰，L3、C2、C3 可除去共模干扰。初 步 滤 波 之 后，加 接 单 相 整 流 桥，交 流 输 入 电 压 最 大 值 为UACImax=265V，经整流滤波后得到其直流输入电压最大值UACImax，由公式精选学习资料 -名师归纳总结-第 20 页，共 29 页18/29=345V。而输入整流桥的最大反向电压UBR=UDCImax=345V，则输入整流桥的反向击穿电压URM应满足：URM=2 3）UBR=600V。由于电路的输入电流IACImax 限制在 3.15A 以下，即 IACImax=3.15A。当交流输入电压为固定输入220V 时，输入滤波电容通常与输出额定功率 Po 的值相当，并且UACImin=85V，UACImax=265V，由公式3.3）和 公式 公式。这就允许在电源起动过程中或输出负载不稳定但未出现饱和的情况下，采用较小尺寸的高频变压器。将F 端与 S端短接可将 TOP246Y 设为全频工作方式，开关频率为132kHz。当输入直流电压过压时，R13 还能自动降低最大占空比Dmax，对最大负载功率加以限制。而R5 为欠压、过压检测电阻，在线路检测端 L 与直流输入电压 UDCI端连接电阻 R5可进行线路检测，并能给线路提供电压前馈，以减少开关频率的波动。取R5=2M 时，仅当直流输入电压UDCI达到 100V 时，电源才能起动。-GX 的欠压电流 IUV=50A，过压电流IOV=225A。因此其欠压保护工作电压为100V，过压保护工作电压为450V，即 TOP246Y 在本电路中的直流电压范围为100450V，一旦超出了该电压范围，TOP246Y将自动关闭。另外，空载时，TOP246Y能自动降低开关频率，使得在交流230V输入时电源损耗仅为520mW。TOP246Y 具有频率抖动特性，这对降低电磁干扰很有帮助。当然，在过压时最大占空比Dmax随流入 X端的电流 IX 的增大而减小，当 IX 从 90A 增加到190A 时，最大占空比Dmax就从78%对应于UUV=100V）线性地降低到47%对应于 375V）。在掉电后，欠压检测能在C1放电时减少输出干扰，只要出现输出调节失效或者输入电压低于40V 的情况，都会使-GX 关闭。当开关电源受到450V 以上的冲击电压时，R5 同样可使 TOP249关断，避免元器件受到损坏。但一般说来，由于交流输入电压在85265V 范围内，经整流滤波后的直流输入电压就在110345V 范围内波动，不会超出 100450V的范围，所以本设计的开关电源相对安全。另外，在 TOP246Y 的外端加接了由VDZ1和 D9构成的漏极钳位电路。在功率 MOSFET 关断瞬间，高频变压器初级漏感会产生尖峰电压UL，那么就利精选学习资料 -名师归纳总结-第 21 页，共 29 页19/29 用由 VDZ1和 D9构成的漏极钳位电路来保护MOSFET 不受损坏。同时，高频变压器初级漏感在初级绕组上还会产生感应电压。为此，一个高效率的高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组的分布电容及各绕组间的耦合电容小等条件。开关电源中变压器的功能是把输入的高频高电压转变为所需要的高频低电压。所以实际工作情况与线性稳压电源中的电源变压器差别很大。线性稳压电源中变压器输入的是正弦交流电，而开关变压器的初级是开关电源的一部分，工作在直流高频斩波状态下进行。这也是设计开关变压器的基本出发点。3.3.4.1 该开关电源高频变压器的参数计算在单端反激式开关电源中，高频开关变压器既是储能元件又是传递能量的主体，设计难度较大，是一个十分关键的环节。设计的主要参数包括变压器变比 n，初、次级绕组匝数NP、NS和反馈绕组匝数 NF等。1.选择恰当的磁芯与骨架由于该电源的输出功率较为60W，高频变压器的漏感应尽量小，一般应选用能够满足132kHz 开关频率的锰锌铁氧体，为便于绕制，磁芯形状可选用 EI 或 EE型，变压器的初、次级绕组应相间绕制。参考其他同类型相关的实验数据资料，本设计就选用R2KDP 锰锌铁氧体材料制成的EE22型铁氧体磁芯，R2KDP 属于高频低功耗电源铁氧体材料。当开关电源的额定输出功率PO=60W时，设开关电源的效率H达到 85%90%，则高频变压器的额定输入功率PI=PO/H=60W/85%90%）=70W。输入直流最小电压UDCImin=110V；最大导通时间ton=Dmax/f；占空比 也称导通比）是漏极脉宽调制信号中的低电平通态时间ton与开关周期T 的百分比，而开关周期T=ton+toff，则 Dmax=ton/T=ton/ton+toff）为设定的最大占空比，通常取Dmax=0.4；开关频率f=132kHz；电源预测效率值H=85%90%）。2.初级感应电压 UOR的计算关断且次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级。初级感应电压 UOR是开关管断开期间初级感应到的电压值。UDCImin=110V，则由公式公式3.5）计算得到：UOR=73V。3.确定变压器各绕组匝数1）变压器变比的计算当 TOP246Y中的 MOSFET 关断时，储存在变压器初级中的能量开始向次级传递，次级两路绕组的电压US1、US2可表示为：US=UDCIminton/toffNS/NP公式=US1/UOR公式3.7）计算得 n1=0.093、n2=0.07。2）变压器初级、次级及反馈绕组匝数的计算根据单端反激式变压器的工作磁通密度及法拉第电磁感应定律?=-N dB/dt S，另外参考同类型相应实验数据资料，可得到初级线圈匝数NP、次级线圈匝数NS，即NP=43匝，NS1=NPUS1/UOR=4匝。NS2=NPUS1/UOR=3 匝。/UOR公式3.8）将 NB=12V，UF=0.7V 带入得 NB=4 匝。3.3.4.2高频变压器绕制的注意事项高频变压器的结构如图3.3.4.1所示，NP、NS、NF分别代表初级、次级和反馈级的绕组，110 为骨架的引出端。图 3.3.4.1 该单端反激式开关电源变压器绕制示意图1）初级绕组必须绕在最里层。其优点之一是能缩短每匝导线的长度，减小初级绕组的分布电容；优点之二是初级绕组能被其他绕组所屏蔽，可降低初级绕组对相邻元件的电噪声。另外初级绕组的起始端应接到的漏极端，利用初级绕组的其余部分和其他绕组将它屏蔽，减小从初级耦合到其他地方的电磁干扰。初级绕组最好设精选学习资料 -名师归纳总结-第 23 页，共 29 页21/29 计成两层或两层以下以降低初级分布电容和漏感。在初级各层之间加一绝缘层，能将分布电容减小到原来的1/4 左右。漏电感会导致MOSFET 关断时产生感应电压。为减小变压器的漏感，可采用三明治绕法把副边夹在原边的中间，或在原边层与层之间加上胶布。另外变压器绕组的顶部互柑之间应同轴，以便使耦合最强，减小漏电感。2）反馈绕组的最佳位置取决于开关电源采用初级调整方案还是次级调整方案。采用前者时应将反馈绕组置于初、次级绕组之间，这样能对初级回路元件上的电磁干扰起到屏蔽作用。采用后者时需把反馈绕组绕在最外层，此时反馈绕组与次级绕组的耦合最强，对输出电压的变化反应得更灵敏，能提高调整度。另外还能减小反馈绕组与初级绕组的耦合程度以及反馈输出的峰值充电效应，也有助于提高稳压性能。3）绕制多路次级绕组时，输出功率最大的次级绕组应靠近初级，以减小漏感。如次级匝数较少，每匝之间可使适当留出间隙，或采用多股并绕的方式使绕组能充满整个骨架。4）在初、次级之间增加屏蔽层，可减小初、次级之间共模干抚的容性耦合。在初、次级之间绕一层漆包线，其中一端接UDCI；另一端悬空并且用绝缘带绝缘，置于高频变压器内部不引出来。3.3.4.3 单片开关电源高频变压器的设计要点1.降低高频变压器损耗1）直流损耗：高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率，尽量选择较粗的导线并取电流密度J=410A/mm2。2）交流损耗：高频变压器的交流损耗是由高频电流的趋肤效应以及磁芯的损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从表面流过，这会使导线的有效流通面积减小，并使导线的交流等效阻抗远高于铜电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比，为减小交流阻抗，导线半径不得超过高频电流可达深度的2 倍。例如，当 f=132kHz 时，导线直径理论上可取0.40mm。但为了减小趋肤效应，实际可用更细的导线多股并绕，而不用一根粗导线绕制。2.减小高频变压器的漏感在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大，产生的尖峰电压幅度愈高，漏极钳位电路的损耗就愈大，这必然导致电源效率降低。减小漏感时可采取以下措施：1）减小初级绕组的匝数；2）增大绕组的宽度 例如选 EE型磁芯，以增加骨架宽度）；3）增加绕组的高、宽比；4）减小各绕组之间的绝缘层；进行粘接。但这种刚性连接方式的效果并不理想。因为这无法将音频噪声减至最低，况且胶合剂过多，磁芯在受机械应力时还容易折断。国外最近采用一种特殊的“玻璃珠”(Glass Beads 胶合剂，来粘合 EE 型的铁氧体磁芯，效果甚佳。用玻璃珠胶合剂粘接的高频变压器内部结构一般主要是采用这种工艺可将音频噪声降低5dB。为防止高频变压器的泄漏磁场对相邻电路造成干扰，可把一铜片环绕在变压器外部，构成屏蔽带。屏蔽带应与地接通，该屏蔽带相当于短路环，能对泄漏磁场起到抑制作用。3.3.5 输出整流滤波电路的设计输出整流滤波电路由D1、D2、D4、D3、C4、C5、C6、C7、C8、C9、C10、C11、C12、C13、C14、L1、L2 构成。3.3.5.1 输出整流电路的设计输出整流管宜采用肖特基二极管，肖特基二极管是利用金属和半导体接触产生的势垒作用的二极管，它是以多数载流子工作的，因而在开关时没有少数载流子存储电荷和移动效应。其压降低、正向导通损耗小，能提高电源效率。此外肖特基二极管反向恢复时间短，在降低反向恢复损耗以及消除输出电压纹波方面有明显的优势。最高反向工作电压UBR=12.7V，整流管实际承受的最大反向峰值电压URM=(2 3UBR=40V。并且，额定输出电流IO=3A，则整流管标称电流IFI (23 IO=10A。为了减小次级绕组和输出整流管的损耗，现将次级绕组分成两路，每路单独使用一只SR560的共阴极肖特基对管(D1、D2，然后并联工作。之后串接 LC电路，进行滤波,当然，另一路也是同样原理。3.3.5.2 输出滤波电路的设计滤波电容在132kHz 时，相较与输入滤波电路，输出滤波电路要进行高频滤波。参考与本设计同类型相关的实验数据资料，选用滤波电容C4、C50、C6、C7、C8、C9、C10、C11、C12、C13、C14、L1、L2 来构成高频滤波电路。串加 LC滤波电路进一步降低纹波。L1 取 3.3 H，用来减少输出端的高频干扰。一般来说，当IO 小于 1A时可采用由非晶合金磁性材料制成的磁珠，大于1A 时选用磁环绕制而成的扼流圈。而本设计的额定输出电流IO=3A、2.4A，故须选用磁环绕制而成的扼流圈。滤波电容、电感是组成滤波电路的重要器件。需要指出的是，电容、电精选学习资料 -名师归纳总结-第 25 页，共 29 页23/29 感通常不是理想的电容电感。实际上是一个R、L、C的综合器件。3.3.6 稳压反馈电路设计反馈回路的形式由输出电压的精度决定，本电源采用“光耦PC817 TL431”，即光耦反馈电路由PC817、TL431等组成。它可以将输出电压变化控制在 4以内，反馈电压由两端的直流输出端取样。输出电压UO通过电阻分压器 R7、R8和 R12获得取样电压后，与TL431中的 2.5V 基准电压进行比较后输出误差电压，然后通过光耦去改变TOP246Y的控制端电流IC，进而使占空比发生变化，再通过改变占空比来调节输出电压UO使其保持不变。光耦的另一作用是对冷地和热地进行隔离。反馈绕组的输出电压经D10、C17 整流滤波后，可给光耦中的接收管提供偏压。R9、C18 和 R11、C15、C16均为控制环路的补偿元器件。3.4 单片开关电源印制板的设计在印制板上布局时的封装图如图3.2.1.1所示。设计印制板时要特别注意，源极必须采用单点接地法，即控制端C、线路检测端L、极限电源设定端 X、源极 S、开关频率选择端F 和漏极 D六端应分开布线，最后在源极管脚处汇合，称之为单点接地，亦称做“开尔文(Kelvin 连接”。合理的布线能防止在导通期间被误关断，或因源极上有较大的开关电流而引起工作不稳定。高压滤波电容C20 的负极必须直接连到源极的焊盘上，不得从 C20的负极上再引出线接C18。源极管脚需尽量剪短，不要弯曲或加长，并且要严格按要求完全插入焊盘上。漏极引线根据需要可适当弯曲或加长。该反激式开关稳压电源印制板的布局与连线。在设计时，应注意以下几点：1）由于在连接TOP246Y、高频变压器初级绕组的引线上有高频开关电流通过，极易引起共模电磁干扰，因此上述引线应尽量短，以便使印制板尺寸及环路面积最小。2）漏极钳位保护电路中的VDZ1、D9与初级绕组的引线要尽量短接。3）TOP246Y 的漏极 D端应尽量靠近初级绕组的同名端和T1的正极。4）输入滤波电容C10必须直接连到 TOP246Y 的源极上。即这段印制导线上不允许再有其他的引出线。5）TOP246Y 的源极 S应与初级绕组、反馈绕组的回路直接相连。6）整流管D10 的正极应尽量靠近反馈绕组的同名端，以减小噪声干扰。7）反馈滤波 TOPSwitch电容 C19的下端要直接连TOP246Y 的源极，否则会降低开关电源抑制噪声的能力，导致噪声容限低降。8）旁路电容 C18、R9直接连在 TOP249Y 的 C-S 极之间。9）输出整流滤波电路中的D1、D2、D3、D4 和 C4、C5、C6、C9、C10、C11、C12、C13、C14 要靠近次级绕组，使PCB的环路面积最小。这几段连线应较宽以承受较大的电源。10）为减少内部触发器产生的噪声，滤波电容C10、C12应尽量靠近输出端，并联在与输出插座连通的线路上。由于通过C7、C8、C13、C14 连线精选学习资料 -名师归纳总结-第 26 页，共 29 页24/29 上的主要是直流电流，因此这部分导线允许适当加长。：53-54 5 丁道宏.国内外开关电源的发展展望C.华东地区首届电源技术研讨会论文集.2000.1-5 6 沙占友.单片开关电源新技术概述J.电子设计应用，2003，(6：86-87 7 沙占 友.开关电 源的新技术及其应 用 J.电力电子技术2003，37(3：69-71 8 王兆安，张明勋.电力电子设备设计和应用手册M.2版.北京：机械工业出版社，2002.6.574-613 9 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